Автогенератор на полевом транзисторе: ГЕНЕРАТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Содержание

ГЕНЕРАТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

ПРОСТЕЙШИЕ RC-ГЕНЕРАТОРЫ

Применение генераторов с колебательными контурами для генерирования колебаний низких частот (ниже 10 кГц) затруднено из-за значительно увеличивающихся номиналов катушек индуктивности и конденсаторов, что влечет за собой увеличение размеров и стоимости генератора.

Поэтому в настоящее время для генерирования низких и инфранизких частот широко используются RC-генераторы, в которых вместо колебательного контура используются RC-фильтры.

RC-генераторы, работая в сравнительно широком диапазоне частот от долей герца до нескольких мегагерц, обеспечивают достаточную стабильность колебаний и имеют малые габариты и массу.

Применение полевых транзисторов в схемах RC-генераторов выгодно отличает их от биполярных транзисторов возможностью использования в цепи положительной обратной связи высокоомных резисторов, что в свою очередь позволяет использовать конденсаторы с меньшими номиналами, обладающие большей стабильностью.

Простейшие RC-генераторы на ПТ изображены на рис. 1. Как известно, условия возбуждения генератора требуют, чтобы цепь обратной связи изменяла на 180° (для однокаскадного генератора) фазу сигнала, поступающего со стоковой нагрузки в цепь затвора.

В схеме генератора, приведенной на рис. 1, а, это достигается выполнением цепи обратной связи из нескольких последовательно включенных простых RC-звеньев. Кроме того, ослабление сигнала при прохождении цепи обратной связи должно компенсироваться усилением каскада.

Для цепей с одинаковыми по значению элементами R и С условие баланса фаз на генерируемой частоте f0 выполняется при следующих соотношениях [2]:

для трёхзвенных f0=0,065/RC;

для четырёхзвенных f0=0,133/RC

Рис. 1. Схемы простейших RC-генераторов.

а — с фазирующей RC-цепочкой; б — с истоковым повторителем; в — с Т-образным RC-мостом.

Для трёхзвенной RC-цепи обратной связи требуемый коэффициент усиления каскада должен быть больше 29 [2, 3], а в четырёхзвенной RC-цепи не менее 18,4.

Для повышения устойчивости работы генератора (из-за шунтирующего действия цепью обратной связи резистора нагрузки Rc) часто вводят дополнительный каскад — истоковый повторитель (рис. 1, б), имеющий высокое входное сопротивление.

Схема генератора с двойным Т-образным RC-фильтром (рис. 1, в), элементы которого выбраны следующим образом: С1=С2=С; С3=С/0,207; R1=R2=R; R3=0,207R — функционирует при условии, если коэффициент усиления каскада не менее 11. При этом частота колебаний

f0=1/2RСπ.

Рассмотренные простейшие RC-генераторы на ПТ не нашли широкого применения из-за присущих им недостатков.

Первый недостаток — это необходимость получения большого коэффициента усиления каскада, который у генератора с трёхзвенной цепью обратной связи должен быть не менее 29, Практическая реализация такого коэффициента усиления затруднительна из-за малого значения крутизны ПТ. Если учесть, что для улучшения формы генерируемых колебаний вводится отрицательная обратная связь, то коэффициент усиления каскада должен быть еще больше.

Второй недостаток — невозможность перестройки в широком диапазоне частот генераторов, выполненных по схеме с RC-цепочка-ми и Т-образным мостом в цепи обратной связи.

ГЕНЕРАТОРЫ, ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ В ШИРОКОМ ДИАПАЗОНЕ ЧАСТОТ

Наиболее широкое применение среди RC-генераторов нашла схема с фазовым RC-мостом (генератор на мосте Вина), принципиальная схема которого изображена на рис. 2. К достоинствам подобной схемы следует отнести малое затухание и нулевой сдвиг фаз в цепи обратной связи на частоте генерации.

Таким образом, при включении фазового RC-моста для выполнения условия баланса фаз необходимо, чтобы усилитель генератора обеспечивал сдвиг фаз 360°.

Частота генерации при равенстве R1=R2=R и С1=С2=С определяется выражением

f0=1/2RCπ     (1)

На этой частоте затухание фазового RС-моста минимально и равно 3. (Затухание β — величина ослабления, которое вносит фазовый RC-мост в проходящий сигнал в зависимости от расстройки Δf — определяется по выражению β=(9+(2Δf)2/f0)1/2 ) Отсюда следует, что минимальный коэффициент усиления, при котором удовлетворяется условие баланса амплитуд, должно быть не менее 3.

Благодаря малому значению требуемого усиления появляется возможность введения глубокой отрицательной обратной связи, что ведет к уменьшению уровня нелинейных искажений при работе в широком диапазоне частот.

В схеме рис. 2, а отрицательная обратная связь осуществляется за счет резистора в цепи истока транзистора T1 и введения цепочки R5C3. В качестве резистора R5 использовался малоинерционный термистор ТВД-4, резисторы R1, R2 — типа ПТМН, а конденсаторы С1 и С2 — типа КСО-Г. При указанных на схеме номиналах частота генерации f0=1500 Гц. При изменении температуры в диапазоне от 10 до 50° С была получена относительная нестабильность частоты

Δf/f=0,05% на 10° С.

Фазовый RC-мост имеет в своем составе всего по два одноименных элемента; следовательно, его можно перестраивать в широком диапазоне частот, изменяя значение только двух элементов R1, R2 или С1, С2), что делает перестройку генераторов с такими мостами конструктивно удобной.

На рис. 2, б приведена схема перестраиваемого генератора низкой частоты с фазовым RC-мостом. Частота генерируемых колебаний плавно перестраивается с помощью сдвоенного потенциометра R2, R3. Усилитель генератора двухкаскадный с непосредственной связью. Для стабилизации амплитуды колебаний генератора и его режима работы введена глубокая отрицательная обратная связь как по постоянному, так и переменному току (цепочка R8, R6, R5) Для перекрытия всего звукового диапазона следует ввести переключатель, который одновременно изменял бы емкости конденсаторов RC и С2 в обоих плечах моста.

Рис. 2. Принципиальные схемы генераторов с фазовым RС-мостом.

а — с двухкаскадным усилителем и ёмкостной связью; б — с двухкаскадным усилителем и непосредственной связью.

Рис. 3. Генератор, перестраиваемый в широком диапазоне

а — принципиальная схема; б — структурная схема.

Более сложная схема RС-генератора с использованием полевых транзисторов, позволяющая перестраивать частоту в декадном диапазоне, изображена на рис. 3. Для параметров, указанных на схеме, частота генератора лежит в диапазоне 500 кГц — 5 мГц; однако, изменив ёмкости конденсаторов, можно получить частоты в других диапазонах [4].

Два фазовращателя, фазоинвертор, усилитель и аттенюатор соединяются таким образом, что образуют петлю обратной связи. Схема будет генерировать колебания с частотой, при которой полный фазовый сдвиг составляет 360°. На этой частоте каждый из двух идентичных фазовращателей обеспечивает фазовый сдвиг на 90°.

Управляемый напряжением фазовращатель состоит из конденсатора C1 и транзистора Т2.

Транзисторы Т3, Т4 и конденсатор С3 образуют второй фазовращатель, который работает аналогично первому. Благодаря высокому сопротивлению фазовращателей отпадает необходимость в буферных каскадах. Затворы транзисторов Т2 и Т4 заземлены по переменному току и, следовательно, могут быть соединены. Транзистор Т5 предназначен для усиления сигнала.

Транзистор Т7 и резистор R6 образуют управляемый напряжением аттенюатор, при этом транзистор Т7 используется в качестве управляемого резистора.

Амплитудный детектор состоит из усилителя на транзисторе Т6, диодного детектора Д1 и фильтра R5C5.

Когда амплитуда входного сигнала увеличивается, напряжение на затворе транзистора Т7 становится более отрицательным, при этом возрастает динамическое сопротивление транзистора и уменьшается коэффициент усиления в петле обратной связи.

СТАБИЛИЗАЦИЯ АМПЛИТУДЫ КОЛЕБАНИЙ

Свойство полевого транзистора изменять сопротивление канала в зависимости от приложенного к затвору управляющего напряжения нашло достаточно широкое применение в генераторах для автоматической стабилизации уровня выходного сигнала.

На рис. 4, а приведена схема RC-генератора синусоидальных колебаний с регулируемой отрицательной обратной связью [5]. Двухкаскадный усилитель на полевых транзисторах Т1 и Т3 охвачен положительной обратной связью через элементы R1-R4, С1, С3. Отрицательная обратная связь осуществляется через делитель, состоящий из резистора R6 и управляемого сопротивления канала полевого транзистора Т2 Установление стационарной амплитуды происходит за счет воздействия UВых (через детектор Д1 и его элементов R7, С5) на глубину отрицательной обратной связи и на режим питания транзистора Т1.

Инерционность АРУ определяется в основном ёмкостью конденсатора С5 и сопротивлением резистора R7 [5]. Такая автоматически регулируемая отрицательная обратная связь позволяет повысить стабильность характеристик генератора по сравнению с обычной схемой при изменении напряжений питания и температуры окружающей среды. При изменении питания от 18 до 10 В амплитуда выходного сигнала снижалась на 8%.

Рис. 4. Генераторы со стабилизацией амплитуды генерируемых колебаний.

а — RС-генератор с регулируемой ООС; б — LC-генератор с аттенюатором на ПТ.

Несколько иначе осуществляется автоматическая стабилизация уровня выходного сигнала генератора, принципиальная схема которого изображена на рис. 4, б [6]. Напряжение сток — исток полевого транзистора Т1 регулируется переменным резистором R3, установленным в цепи затвора второго транзистора Т2. Часть выходного напряжения через трансформатор L1, L2 поступает на выпрямитель Д1 и фильтр R3C7. В зависимости от положения потенциометра R3 изменяется рабочая точка полевого транзистора, изменяется сопротивление его канала и соответственно амплитуда сигнала на выходе генератора. Потенциометром R3 устанавливают необходимую амплитуду выходного напряжения, которая в дальнейшем автоматически поддерживается на заданном уровне.

Как видно из приведённых выше примеров, использование полевых транзисторов в схемах автоматической стабилизации выходного напряжения генераторов позволяет значительно упростить подобные схемы и уменьшить необходимую мощность управления регулируемого элемента.

ЧМ ГЕНЕРАТОРЫ

В автоматике и телемеханике, измерительной технике возникает необходимость в широкополосной частотной модуляции при низкой несущей частоте. Так, например, в радиотелеметрии с частотным разделением каналов каждому- каналу отводится своя поднесущая частота. Генераторы поднесущих частот — это низкочастотные генераторы, частоты которых промодулированы сигналами от датчиков. Применение LC-генераторов в таких системах нежелательно из-за громоздкости выполнения в низкочастотном диапазоне. Поэтому в качестве задающего частотно-модулированного генератора поднесущей частоты используется RС-генератор.

Частота RС-генератора, как уже говорилось выше, определяется параметрами фазирующей RС-цепочки, изменяя которые определенным образом, осуществляют частотную модуляцию колебаний генератора. Для получения линейной модуляционной характеристики необходимо, чтобы одновременно по линейному закону изменялись отношения 1/R или 1/С фазирующей цепочки.

Рис. 5. ЧМ генератор на ПТ, а — принципиальная схема; б — модуляционная характеристика.

В качестве перестраиваемых напряжением ёмкостей применяются полупроводниковые диоды и транзисторы, используя зависимость ёмкости p-n перехода от обратного напряжения. Существенным недостатком подобного способа является большая нелинейность модуляционной характеристики ЧМ генератора из-за нелинейного изменения ёмкости от приложенного напряжения.

Полупроводниковые диоды и биполярные транзисторы можно использовать и в качестве переменных сопротивлений. Однако такому способу получения ЧМ свойственны следующие недостатки [11]: нелинейность модуляционной характеристики при больших девиациях частоты; большая амплитудная модуляция; плохая развязка источника модулирующего сигнала и автогенератора; значительная мощность, потребляемая управляющей цепью.

Перечисленных недостатков лишен способ осуществления ЧМ с помощью полевых транзисторов. Применение ПТ в качестве переменных сопротивлений в фазирующей цепи RС-генератора позволяет реализовать их важное достоинство — линейную зависимость проводимости канала от управляющего напряжения и высокое входное сопротивление частотного модулятора.

На рис. 5 изображена принципиальная схема ЧМ генератора с фазовым RС-мостом и его модуляционная характеристика для ПТ (Т{Г2) типа КП103Ж и КП103М, используемых в качестве переменных резисторов.

Резисторы R1 и R2 включены для уменьшения глубины девиации до необходимой; кроме того, используя резисторы с отрицательным ТКС, можно уменьшить влияние температурных изменений сопротивления канала ПТ на стабильность частоты генератора. С помощью источника смещения Eсм устанавливают необходимое значение сопротивления каналов ПТ при управляющем (модулирующем) сигнале UBX=0.

МУЛЬТИВИБРАТОРЫ

Релаксационные генераторы низких частот имеют большую постоянную времени. В мультивибраторах, выполненных на биполярных транзисторах, для получения большой постоянной времени используются электролитические конденсаторы с большой ёмкостью, обладающие невысокой стабильностью. Высокое же входное сопротивление полевых транзисторов позволяет получать необходимую постоянную времени в релаксационных схемах без использования конденсаторов с большой ёмкостью. Поэтому в тех случаях, когда требуется реализовать постоянные времени примерно несколько секунд или минут, целесообразно использовать полевые транзисторы.

В схеме, изображенной на рис. 6, а, два полевых транзистора включены по схеме истоковых повторителей, а два биполярных транзистора являются переключателями. Принцип работы схемы аналогичен принципу работы обычного мультивибратора, причём комбинацию биполярного и полевого транзистора следует рассматривать как некоторый активный элемент. Таким образом, в схему вносится высокое входное сопротивление полевых транзисторов и одновременно обеспечивается большое полное усиление. Биполярные транзисторы не входят в состояние насыщения, так как напряжение их коллекторов питает стоки полевых транзисторов. В результате такого соединения мультивибратор устойчиво самовозбуждается; поскольку рабочие точки транзисторов смещены в линейную область, любое изменение входного тока вызывает изменение коллекторного напряжения. Эта схема хорошо работает и на высоких частотах.

Рис. 6. Схемы мультивибраторов на ПТ.

а — с ненасыщенными биполярными транзисторами; б — с насыщенными биполярными транзисторами.

Длительность пребывания мультивибратора в каждом из состояний определяется разрядом конденсатора С1 или С2 через резистор цепи затвора. Когда напряжение достигает значения, равного напряжению отсечки полевого транзистора, изменение тока истока заставляет схему перейти в другое состояние. Если ёмкость каждого конденсатора С1 и С2 равна 4 мкФ, то, изменяя R1 и R2 в сторону увеличения, можно повысить длительность периода мультивибратора от 8 мс до 6 мин. Если ёмкость каждого из конденсаторов выбрать равной 100 пФ, то частоту можно изменить от 100 Гц до 3 мГц [7]

Несколько иначе выполнен мультивибратор, схема которого изображена на рис. 6, б [1]. Рассмотрим принцип действия этой схемы. Допустим, что транзистор Т1 переходит в состояние насыщения, тогда на затворе Т4 появляется положительный потенциал и транзисторы Т4 и Т2 закрываются. Скачок напряжения на коллекторе Т2 приводит к надежному открыванию транзисторов Т1 и Т3. Ток смещения, текущий к затвору Т3 через резистор R2, поддерживает его в этом состоянии. Конденсатор С1 разряжаясь через резистор уменьшает напряжение смещения на затворе Т4. Когда напряжение Uзи транзистора Т4 уменьшается до напряжения отсечки, транзисторы Т4 и Т2 начинают проводить и быстро открываются, в то время как Т1 и Т3 закрываются. Длительность импульса мультивибратора определяется по формуле [1]

    (2)

где Ес — напряжение источника питания.

При номиналах деталей, указанных на схеме рис. 8, б, получена длительность импульса примерно 25 с.

ГЕНЕРАТОРЫ ПИЛООБРАЗНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Используя источник неизменного тока на полевом транзисторе в генераторе пилообразного напряжения, можно получить пилу, линейность и наклон которой почти не зависят от случайных изменений управляющего напряжения. Кроме того, полевые транзисторы позволяют реализовать схемы генераторов развертки с такими значениями линейности и длительности, которых трудно достигнуть при использовании биполярных транзисторов.

Генератор пилообразного напряжения, изображенный на рис. 7, состоит из источника постоянного тока на полевом транзисторе T1, конденсатора переменной ёмкости С1 и однопереходного транзистора Т2. С помощью потенциометра R2 устанавливается значение постоянного тока стока полевого транзистора Т1, соответствующее термостабильной точке ПТ. Отрицательная обратная связь, создаваемая включенными в цепь истока резисторами R1 и R2 с большим сопротивлением, обеспечивает стабильный ток стока несмотря на наличие изменений напряжения питания. Этот ток линейно заряжает конденсатор переменной емкости С1 до напряжения запуска однопереходного транзистора Т2. Время заряда является функцией ёмкости конденсатора С1 [8].

Рис. 7. Схема генератора пилообразного напряжения.

Изменяя ёмкость конденсатора С1, можно регулировать частоту повторения выходного сигнала генератора в диапазоне от 500 Гц до 50 кГц. Накопительный конденсатор быстро разряжается через проводящий переключатель на транзисторе Т2. Пилообразное напряжение с конденсатора С1 подается на выход через эмиттерный повторитель на транзисторе Т3. Амплитуда выходного сигнала определяется положением движка потенциометра R4 и может регулироваться в пределах от 0 до 8 В [8]. Во всём диапазоне частот нелинейность пилообразного напряжения в данной схеме не превышает 1%.

КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Одним из самых важных параметров генераторов является стабильность частоты генерируемых колебаний. Жёсткие требования к стабильности и воспроизводимости частоты в современных радиотехнических устройствах удается удовлетворить при использовании кварцевых генераторов.

Рис. 8. Схема кварцевого генератора.

Ламповые кварцевые генераторы в большинстве практических случаев являются неприемлемыми ввиду таких недостатков, как большая потребляемая мощность, большие габариты и масса. Кроме того, сама лампа является источником тепла, что затрудняет термостатирование генератора.

Ввиду малого входного сопротивления биполярных транзисторов кварцевый резонатор в автогенераторах включают только между базой и коллектором.

Полевые транзисторы, в которых отсутствуют перечисленные выше недостатки электронных ламп и биполярных транзисторов, в настоящее время достаточно часто используются в схемах кварцевых генераторов.

Наиболее широкое применение нашли кварцевые генераторы на ПТ, выполненные по схеме ёмкостной трёхточки (рис. 8). Достоинствами такой схемы являются простота выполнения, отсутствие паразитных колебаний, малая рассеиваемая мощность, простота регулировки режима и наладки. Высокая стабильность генерируемой частоты при изменении питающего напряжения в схеме достигнута применением автоматического смещения (резистора в цепи истока) и использованием больших ёмкостей постоянных конденсаторов в цепях затвора и стока генераторного каскада (чем больше эти ёмкости, тем меньшее влияние на частоту колебаний будут оказывать нестабильные межэлектродные ёмкости транзистора). При вариации питающего напряжения от 3 до 9 В частота генератора изменяется не более чем на 1 Гц при номинальном значении 1МГц [10].

А.Г. Милехин

Литература:

  1. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
  2. Барсуков Ф. И. Генераторы и селективные усилители низкой частоты. М., «Энергия», 1964.
  3. Гоноровский И. С Радиотехнические цепи и сигналы. М., «Советское радио», 1971.
  4. Ван дер Гиир. Перестройка RC-генератора в декадном диапазоне с помощью полевых транзисторов. — «Электроника», № 4, 1969.
  5. Крисилов Ю. Д. Автоматическая регулировка и стабилизация усиления транзисторных схем. М., «Советское радио», 1972.
  6. Проссер Л. Стабильные генераторы на полевых транзисторах. — «Электроника», 1966, № 20.
  7. Ханус, Мартинес. Стабильный НЧ мультивибратор с двумя ПТ. — «Электроника», 1967, №1.
  8. Илэд Л. Использование полевого транзистора для получения стабильного пилообразного напряжения. — «Электроника», 1966, № 16.
  9. Экспресс-информация «ПЭА и ВТ», 1973, № 47.
  10. Кинг Л. Стабильный кварцевый генератор на полевом транзисторе. — «Электроника», 1973, №13.
  11. Игнатов А.Н. Применение полевых транзисторов типа КП103 в аппаратуре связи. — В книге: Тенденции развития активных радиокомпонентов малой мощности. Новосибирск, «Наука», 1971.
BACK MAIN PAGE

Блокинг генератор на полевом транзисторе

Схема блокинг-генератора

  Принципиальная схема блокинг генератора на полевом транзисторе выполнена по классической схеме включения, в смысле автогенератор с положительной обратной связью на трансформаторе. Первичная обмотка трансформатора нагружена в стоковую цепь полевого транзистора, а вторичная обмотка, через диоды и ограничительный стабилитрон, включена на затвор, что обеспечивает положительную обратную связь.
   Стабилитрон там нужен для того, чтоб гасить выбросы напряжения выше 4,7 вольт, поступающие на затвор полевика, чтобы избежать пробой, так как напряжение пробоя полевых транзисторов находится в районе до 20 вольт. Транзистор VT1 выполняет роль отрицательной обратной связи по напряжению, что даёт стабилизацию выходного напряжения. При повышении выходного напряжения, транзистор VT1 шунтирует напряжение на затвор-исток, тем самым уменьшая положительную обратную связь, тем самым регулируя и стабилизируя выходное напряжение. Вместо указанного полевого транзистора можно взять практически любой мощный зарубежный аналог, типа IRF3205 и ему подобные, а вместо биполярного транзистора любой отечественный аналог, который есть под рукой. Трансформатор готовый, мотать ничего не нужно, типа POL-15073. При необходимости можно намотать трансформатор под свои нужды, данная схема может использоваться с небольшой доработкой в автомобильных системах зажигания.
   На схеме отсутствует проводник от верхнего конца третей обмотки ведущий на минус питания, эта обмотка используется для питания нагрузки и для цепи обратной связи блокинг генератора.
   Питание преобразователя находится в широком диапазоне, от 6 до 14 вольт, он сам стабилизирует выходное напряжение, питать им можно как электрошокеры, так и счётчики Гейгера, деталей мало, печатную плату можно не делать, навесной монтаж тоже сойдёт.

Шпионские штучки, или Секреты тайной радиосвязи / Арсенал-Инфо.рф

LC-генераторы на полевых транзисторах

В рассмотренных ранее схемотехнических решениях LC-генераторов в качестве активного элемента использовался биполярный транзистор. Однако при разработке миниатюрных радиопередатчиков и радиомикрофонов широко применяются схемы активных элементов, выполненных на полевых транзисторах. Главное достоинство полевых транзисторов, часто называемых канальными или униполярными, заключается в высоком входном сопротивлении, соизмеримом с входным сопротивлением электронных ламп. Особую группу составляют полевые транзисторы с изолированным затвором.

По переменному току полевой транзистор активного элемента высокочастотного генератора может быть включен с общим истоком, с общим затвором или с общим стоком. При разработке микропередатчиков чаще используются схемотехнические решения, в которых полевой транзистор по переменному току включен по схеме с общим стоком. Такая схема включения полевого транзистора аналогична схеме включения с общим коллектором для биполярного транзистора. В активном элементе, выполненном на полевом транзисторе, включенном по схеме с общим стоком, нагрузка подключена в цепь истока транзистора, а выходное напряжение снимается с истока по отношению к шине корпуса.

Коэффициент усиления по напряжению такого каскада, часто называемого истоковым повторителем, близок к единице, то есть выходное напряжение практически равно входному. При этом фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами отсутствует. Истоковые повторители отличает сравнительно небольшое входное сопротивление при повышенном входном сопротивлении. Помимо этого для таких каскадов характерна малая входная емкость, что приводит к увеличению входного сопротивления на высоких частотах.

Одним из критериев классификации LC-генераторов на полевых транзисторах, как и генераторов на биполярных транзисторах, является схемотехническое решение цепи положительной обратной связи. В зависимости от примененной схемы цепи ПОС такие генераторы делятся на генераторы с индуктивной связью, с емкостной связью и трехточечные генераторы (так называемые трехточки). В генераторах с индуктивной связью цепь положительной обратной связи между входным и выходным электродами транзистора образована индуктивной связью, а в генераторах с емкостной связью – емкостной. В трехточечных ВЧ-генераторах, которые в свою очередь делятся на индуктивные и емкостные трехточки, резонансный контур подключен к активному элементу в трех точках.

Следует признать, что при разработке высокочастотных генераторов для миниатюрных радиопередающих устройств особой популярностью пользуются схемотехнические решения с полевыми транзисторами, основанные на применении индуктивной трехточки (схема Хартли). Дело в том, что на высоких частотах комплексное входное сопротивление полевого транзистора велико. Поэтому транзистор практически не шунтирует резонансный контур, то есть не оказывает никакого влияния на его параметры. Принципиальная схема одного из вариантов высокочастотного LC-генератора, выполненного по схеме Хартли на полевом транзисторе, включенном по переменному току по схеме с общим стоком, приведена на рис. 3.10.

Рис. 3.10. Принципиальная схема LC-генератора на полевом транзисторе по схеме Хартли

В рассматриваемой схеме активный элемент LC-генератора выполнен на полевом транзисторе VT1, который по переменному току включен по схеме истокового повторителя, то есть с общим стоком. Электрод стока транзистора замкнут на шину корпуса через конденсатор С2. Резонансный контур образован включенными параллельно подстроечным конденсатором С1 и катушкой индуктивности L1, от параметров которых зависит частота генерируемых колебаний. Этот контур подключен в цепь затвора полевого транзистора VT1.

Возникшие в резонансном контуре колебания подаются на затвор транзистора VT1. При положительной полуволне входного сигнала на затвор поступает соответственно положительное напряжение, в результате чего возрастает проводимость канала, а ток стока растет. При отрицательной полуволне колебания на затвор поступает соответственно отрицательное напряжение, в результате чего проводимость канала снижается, а ток стока уменьшается. Снимаемое с электрода истока транзистора VT1 напряжение подается в резонансный контур, а именно на вывод катушки L1, которая по отношению к истоку транзистора включена по схеме повышающего автотрансформатора. Такое включение позволяет увеличить коэффициент передачи цепи положительной обратной связи до необходимого уровня, то есть обеспечивает соблюдение условия баланса амплитуд. Выполнение условия баланса фаз обеспечивается включением транзистора VT1 по схеме с общим стоком.

Соблюдение условий баланса амплитуд и баланса фаз приводит к возникновению устойчивых колебаний на частоте резонанса колебательного контура. При этом частота генерируемого сигнала может изменяться с помощью подстроечного конденсатора С1 колебательного контура. Выходной сигнал, формируемый генератором, снимается с электрода истока полевого транзистора VT1.

При конструировании высокочастотных генераторов для микропередатчиков нередко используются схемотехнические решения с полевыми транзисторами, основанные на применении емкостной трехточки (схема Колпитца). Принципиальная схема одного из вариантов высокочастотного LC-генератора, выполненного по схеме Колпитца на полевом транзисторе, включенном по переменному току по схеме с общим стоком, приведена на рис. 3.11.

Рис. 3.11. Принципиальная схема LC-генератора на полевом транзисторе по схеме Колпитца

Активный элемент данного LC-генератора выполнен на полевом транзисторе VT1, который по переменному току включен по схеме с общим стоком. При этом электрод стока транзистора замкнут на шину корпуса через конденсатор С5. Параллельный резонансный контур образован катушкой индуктивности L1 и конденсаторами С1 – С4, от параметров которых зависит частота генерируемых колебаний. Этот контур включен в цепь затвора полевого транзистора.

Возникшие в резонансном контуре колебания подаются на затвор транзистора VT1. Снимаемое с электрода истока транзистора VT1 напряжение через цепь обратной связи подается в резонансный контур, а именно в точку соединения конденсаторов С3 и С4, образующих емкостной делитель. Выбор соответствующих величин емкостей конденсаторов С3 и С4, а также необходимого соотношения этих величин позволяет подобрать такой уровень коэффициента передачи цепи положительной обратной связи, при котором обеспечивается соблюдение условия баланса амплитуд. Выполнение условия баланса фаз обеспечивается включением транзистора VT1 по схеме с общим стоком.

Соблюдение условий баланса амплитуд и баланса фаз обеспечивает возникновение устойчивых колебаний на частоте резонанса колебательного контура. При этом частота генерируемого сигнала может изменяться с помощью конденсатора С2 (грубая настройка) и конденсатора С1 (точная настройка). Выходной сигнал частотой около 5 МГц, формируемый генератором, снимается с электрода истока полевого транзистора VT1.

Автогенератор на двух транзисторах

Однокаскадные преобразователи напряжения

Наиболее простая схема однокаскадного преобразователя напряжения на основе автогенератора показана на рис. 1. Этот вид генераторов получил название блокинг-генераторов. Фазовый сдвиг для обеспечения условия возникновения колебаний в нем обеспечивается определенным включением обмоток.

Рис. 1. Схема преобразователя напряжения с трансформаторной обратной связь.

Аналог транзистора 2N3055 — КТ819ГМ. Блокинг-генератор позволяет получать короткие импульсы при большой скважности. По форме эти импульсы приближаются к прямоугольным.

Емкости колебательных контуров блокинг-гене-ратора, как правило, невелики и обусловлены межвитковыми емкостями и емкостью монтажа. Предельная частота генерации блокинг-генератора — сотни кГц. Недостатком этого вида генераторов является выраженная зависимость частоты генерации от изменения питающего напряжения.

Резистивный делитель в цепи базы транзистора преобразователя (рис. 1) предназначен для создания начального смещения. Несколько видоизмененный вариант преобразователя с трансформаторной обратной связью представлен на рис. 2.

Рис. 2. Схема основного (промежуточного) блока источника высоковольтного напряжения на основе автогенераторного преобразователя.

Автогенератор работает на частоте примерно 30 кГц. На выходе преобразователя формируется напряжение амплитудой до 1 кВ (определяется числом витков повышающей обмотки трансформатора).

Трансформатор Т1 выполнен на диэлектрическом каркасе, вставляемом в броневой сердечник Б26 из феррита М2000НМ1 (М1500НМ1). Первичная обмотка содержит 6 витков; вторичная обмотка — 20 витков провода ПЭЛШО диаметром 0,18 мм (0,12. 0,23 мм).

Повышающая обмотка для достижения выходного напряжения величиной 700. 800 В имеет примерно 1800 витков провода ПЭЛ диаметром 0,1 мм. Через каждые 400 витков при намотке укладывается диэлектрическая прокладка из конденсаторной бумаги, слои пропитывают конденсаторным или трансформаторным маслом. Места выводов катушки заливают парафином.

Этот преобразователь может быть использован в качестве промежуточного для питания последующих ступеней формирования высокого напряжения (например с электрическими разрядниками или тиристорами).

Следующий преобразователь напряжения (США) также выполнен на одном транзисторе (рис. 3). Стабилизация напряжения смещения базы осуществляется тремя последовательно включенными диодами VD1 — VD3 (прямое смещение).

Рис. 3. Схема преобразователя напряжения с трансформаторной обратной связью.

Коллекторный переход транзистора VT1 защищен конденсатором С2, кроме того, параллельно коллекторной обмотке трансформатора Т1 подключена цепочка из диода VD4 и стабилитрона VD5.

Генератор вырабатывает импульсы, по форме близкие к прямоугольным. Частота генерации составляет 10 кГц и определяется величиной емкости конденсатора СЗ. Аналог транзистора 2N3700 — КТ630А.

Двухтактные преобразователи напряжения

Схема двухтактного трансформаторного преобразователя напряжения показана на рис. 4. Аналог транзистора 2N3055 — КТ819ГМ. Трансформатор высоковольтного преобразователя (рис. 4) может быть выполнен с использованием ферритового незамкнутого сердечника круглого или прямоугольного сечения, а также на основе телевизионного строчного трансформатора.

При использовании ферритового сердечника круглой формы диаметром 8 мм число витков высоковольтной обмотки в зависимости от требуемой величины выходного напряжения может достигать 8000 витков провода диаметром 0,15. 0,25 мм. Коллекторные обмотки содержат по 14 витков провода диаметром 0,5. 0,8 мм.

Рис. 4. Схема двухтактного преобразователя с трансформаторной обратной связью.

Рис. 5. Вариант схемы высоковольтного преобразователя с трансформаторной обратной связью.

Обмотки обратной связи (базовые обмотки) содержат по 6 витков такого же провода. При подключении обмоток следует соблюдать их фазировку. Выходное напряжение преобразователя — до 8 кВ.

В качестве транзисторов преобразователя могут быть использованы транзисторы отечественного производства, например, КТ819 и им подобные.

Вариант схемы аналогичного преобразователя напряжения показан на рис. 5. Основное различие заключается в цепях подачи смещения на базы транзисторов.

Число витков первичной (коллекторной) обмотки — 2×5 витков диаметром 1,29 мм, вторичной — 2×2 витков диаметром 0,64 мм. Выходное напряжение преобразователя целиком определяется числом витков повышающей обмотки и может достигать 10. 30 кВ.

Преобразователь напряжения А. Чаплыгина не содержит резисторов (рис. 6). Он питается от батареи напряжением 5 6 и способен отдавать в нагрузку до 1 А при напряжении 12 В.

Рис. 6. Схема простого высокоэффективного преобразователя напряжения с питанием от батареи 5 В.

Диодами выпрямителя служат переходы транзисторов автогенератора. Устройство способно работать и при пониженном до 1 В напряжении питания.

Для маломощных вариантов преобразователя можно использовать транзисторы типа КТ208, КТ209, КТ501 и другие. Максимальный ток нагрузки не должен превышать максимального тока базы транзисторов.

Диоды VD1 и VD2 — не обязательны, однако позволяют получить на выходе дополнительное напряжение 4,2 В отрицательной полярности. КПД устройства около 85%. Трансформатор Т1 выполнен на кольце К18x8x5 2000НМ1. Обмотки I и II имеют по 6, III и IV — по 10 витков провода ПЭЛ-2 0,5.

Преобразователь по схеме индуктивной трехточки

Преобразователь напряжения (рис. 7) выполнен по схеме индуктивной трехточки и предназначен для измерений высокоомных сопротивлений и позволяет получить на выходе не-стабилизированное напряжение 120. 150 В.

Потребляемый преобразователем ток около 3. 5 мА при напряжении питания 4,5 В. Трансформатор для этого устройства может быть создан на основе телевизионного трансформатора БТК-70.

Рис. 7. Схема преобразователя напряжения по схеме индуктивной трехтонки.

Его вторичную обмотку удаляют, взамен нее наматывают низковольтную обмотку преобразователя — 90 витков (два слоя по 45 витков) провода ПЭВ-1 0,19. 0,23 мм. Отвод от 70-го витка снизу по схеме. Резистор R1 — величиной 12. 51 кОм.

Преобразователя напряжения 1,5 В/-9 В

Рис. 8. Схема преобразователя напряжения 1,5 В/-9 В.

Преобразователь (рис. 8) представляет собой однотактный релаксационный генератор с емкостной положительной обратной связью (С2, СЗ). В коллекторную цепь транзистора VT2 включен повышающий автотрансформатор Т1.

В преобразователе использовано обратное включение выпрямительного диода VD1, т.е. при открытом транзисторе VT2 к обмотке автотрансформатора приложено напряжение питания Un, и на выходе автотрансформатора появляется импульс напряжения. Однако включенный в обратном направлении диод VD1 в это время закрыт, и нагрузка отключена от преобразователя.

В момент паузы, когда транзистор закрывается, полярность напряжения на обмотках Т1 изменяется на противоположную, диод VD1 открывается, и выпрямленное напряжение прикладывается к нагрузке.

При последующих циклах, когда транзистор VT2 запирается, конденсаторы фильтра (С4, С5) разряжаются через нагрузку, обеспечивая протекание постоянного тока. Индуктивность повышающей обмотки автотрансформатора Т1 при этом играет роль дросселя сглаживающего фильтра.

Для устранения подмагничивания сердечника автотрансформатора постоянным током транзистора VT2 используется перемагничивание сердечника автотрансформатора за счет включения параллельно его обмотке конденсаторов С2 и СЗ, которые одновременно являются делителем напряжения обратной связи.

Когда транзистор VT2 закрывается, конденсаторы С2 и СЗ в течение паузы разряжаются через часть обмотки трансформатора, перемагничивая сердечник Т1 током разряда.

Частота генерации зависит от напряжения на базе транзистора ѴТ1. Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному напряжению посредством R2.

При понижении выходного напряжения увеличивается частота генерируемых импульсов при примерно одинаковой их длительности. В результате увеличивается частота подзарядки конденсаторов фильтра С4 и С5 и падение напряжения на нагрузке компенсируется. При увеличении выходного напряжения частота генерации, наоборот, уменьшается.

Так, после заряда накопительного конденсатора С5 частота генерации падает в десятки раз. Остаются лишь редкие импульсы, компенсирующие разряд конденсаторов в режиме покоя. Такой способ стабилизации позволил уменьшить ток покоя преобразователя до 0,5 мА.

Транзисторы ѴТ1 и ѴТ2 должны иметь возможно больший коэффициент усиления для повышения экономичности. Обмотка автотрансформатора намотана на ферритовом кольце К10x6x2 из материала 2000НМ и имеет 300 витков провода ПЭЛ-0,08 с отводом от 50-го витка (считая от «заземленного» вывода). Диод VD1 должен быть высокочастотным и иметь малый обратный ток. Налаживание преобразователя сводится к установке выходного напряжения равным -9 В путем подбора резистора R2.

Преобразователь напряжения с ШИМ управлением

На рис. 9 показана схема преобразователя стабилизированного напряжения с широтно-импульсным управлением. Преобразователь сохраняет работоспособность при уменьшении напряжения батареи с 9. 12 до 3В. Такой преобразователь оказывается наиболее пригодным при батарейном питании аппаратуры.

КПД стабилизатора — не менее 70%. Стабилизация сохраняется при уменьшении напряжения источника питания ниже выходного стабилизированного напряжения преобразователя, чего не может обеспечить традиционный стабилизатор напряжения. Принцип стабилизации, использованный в данном преобразователе напряжения.

Рис. 9. Схема преобразователя стабилизированного напряжения с ШИМ управлением.

При включении преобразователя ток через резистор R1 открывает транзистор ѴТ1, коллекторный ток которого, протекая через обмотку II трансформатора Т1, открывает мощный транзистор ѴТ2. Транзистор ѴТ2 входит в режим насыщения, и ток через обмотку I трансформатора линейно увеличивается.

В трансформаторе происходит накопление энергии. Через некоторое время транзистор ѴТ2 переходит в активный режим, в обмотках трансформатора возникает ЭДС самоиндукции, полярность которой противоположна приложенному к ним напряжению (магнитопровод трансформатора не насыщается).

Транзистор ѴТ2 лавинообразно закрывается и ЭДС самоиндукции обмотки I через диод VD2 заряжает конденсатор СЗ. Конденсатор С2 способствует более четкому закрыванию транзистора. Далее процесс повторяется.

Через некоторое время напряжение на конденсаторе СЗ увеличивается настолько, что открывается стабилитрон VD1, и базовый ток транзистора ѴТ1 уменьшается, при этом уменьшается ток базы, а значит, и коллекторный ток транзистора ѴТ2.

Поскольку накопленная в трансформаторе энергия определяется коллекторным током транзистора ѴТ2, дальнейшее увеличение напряжения на конденсаторе СЗ прекращается. Конденсатор разряжается через нагрузку. Таким образом на выходе преобразователя поддерживается постоянное напряжение. Выходное напряжение задает стабилитрон VD1. Частота преобразования изменяется в пределах 20. 140 кГц.

Преобразователь напряжения 3-12В/+15В, -15В

Преобразователь напряжения, схема которого показана на рис. 10, отличается тем, что в нем цепь нагрузки гальванически развязана от цепи управления. Это позволяет получить несколько вторичных стабильных напряжений. Использование интегрирующего звена в цепи обратной связи позволяет улучшить стабилизацию вторичного напряжения.

Рис. 10. Схема преобразователя стабилизированного напряжения с биполярным выходом 15+15В.

Частота преобразования уменьшается почти линейно при уменьшении питающего напряжения. Это обстоятельство усиливает обратную связь в преобразователе и повышает стабильность вторичного напряжения.

Напряжение на сглаживающих конденсаторах вторичных цепей зависит от энергии импульсов, получаемых от трансформатора. Наличие резистора R2 делает напряжение на накопительном конденсаторе С3 зависимым и от частоты следования импульсов, причем степень зависимости (крутизна) определяется сопротивлением этого резистора.

Таким образом, подстроечным резистором R2 можно устанавливать желаемую зависимость изменения напряжения вторичных обмоток от изменения напряжения питания. Полевой транзистор ѴТ2 — стабилизатор тока. КПД преобразователя может доходить до 70. 90%.

Нестабильность выходного напряжения при напряжении питания 4. 12 В не более 0,5%, а при изменении температуры окружающего воздуха от -40 до +50°С — не более 1,5%. Максимальная мощность нагрузки — 2 Вт.

При налаживании преобразователя резисторы R1 и R2 устанавливаются в положение минимального сопротивления и подключают эквиваленты нагрузок RH. На вход устройства подается напряжение питания 12 В и с помощью резистора R1 на нагрузке Rн устанавливается напряжение 15 В. Далее напряжение питания уменьшают до 4В и резистором R2 добиваются напряжения на выходе также 15 В. Повторяя этот процесс несколько раз, добиваются стабильного напряжения на выходе.

Обмотки I и II и магнитопровод трансформатора у обоих вариантов преобразователи одинаковы. Обмотки намотаны на броневом магнитопроводе Б26 из феррита 1500НМ. Обмотка I содержит 8 витков провода ПЭЛ 0,8, а II — 6 витков провода ПЭЛ 0,33 (каждая из обмоток III и IV состоит из 15 витков провода ПЭЛ 0,33 мм).

Малогабаритный сетевой преобразователь напряжения

Схема простого малогабаритного преобразователя сетевого напряжения, выполненного из доступных элементов, показана на рис. 11. В основе устройства обычный блокинг-генератор на транзисторе VT1 (КТ604, КТ605А, КТ940).

Рис. 11. Схема понижающего преобразователя напряжения на основе блокинг-генератора.

Трансформатор Т1 намотан на броневом сердечнике Б22 из феррита М2000НН. Обмотки Іа и Іб содержат 150+120 витков провода ПЭЛШО 0,1 мм. Обмотка II имеет 40 витков провода ПЭЛ 0,27 мм III — 11 витков провода ПЭЛШО 0,1 мм. Вначале наматывается обмотка Іа, затем — II, после — обмотка lb, и, наконец, обмотка III.

Источник питания не боится короткого замыкания или обрыва в нагрузке, однако имеет большой коэффициент пульсаций напряжения, низкий КПД, небольшую выходную мощность (до 1 Вт) и значительный уровень электромагнитных помех. Питать преобразователь можно и от источника постоянного тока напряжением 120 6. В этом случае резисторы R1 и R2 (а также диод VD1) следует исключить из схемы.

Слаботочный преобразователь напряжения на 440В

Слаботочный преобразователь напряжения для питания газоразрядного счетчика Гейгера-Мюллера может быть собран по схеме на рис. 12. Преобразователь представляет собой транзисторный блокинг-генератор с дополнительной повышающей обмоткой. Импульсы с этой обмотки заряжают конденсатор СЗ через выпрямительные диоды VD2, VD3 до напряжения 440 В.

Конденсатор СЗ должен быть либо слюдяным, либо керамическим, на рабочее напряжение не ниже 500 В. Длительность импульсов блокинг-генератора примерно 10 мкс. Частота следования импульсов (десятки Гц) зависит от постоянной времени цепи R1, С2.

Рис. 12. Схема слаботочного преобразователя напряжения для питания газоразрядного счетчика Гейгера-Мюллера.

Магнитопровод трансформатора Т1 изготавливают из двух склеенных вместе ферритовых колец К16x10x4,5 3000НМ и изолируют его слоем лакоткани, тефлона или фторопласта.

В начале наматывают внавал обмотку III — 420 витков провода ПЭВ-2 0,07, заполняя магнитопровод равномерно. Поверх обмотки III накладывают слой изоляции. Обмотки I (8 витков) и II (3 витка) наматывают любым проводом поверх этого слоя, их также следует возможно равномернее распределить по кольцу.

Следует обратить внимание на правильную фазировку обмоток, она должна быть выполнена до первого включения. При сопротивлении нагрузки порядка единиц МОм преобразователь потребляет ток 0,4. 1,0 мА.

Преобразователь напряжения для питания фотовспышки

Преобразователь напряжения (рис. 13) предназначен для питания фотовспышки. Трансформатор Т1 выполнен на магнитопроводе из двух сложенных вместе пермаллоевых колец К40х28х6. Обмотка коллекторной цепи транзистора VT1 имеет 16 витков ПЭВ-2 0,6 мм; его базовой цепи — 12 витков такого же провода. Повышающая обмотка содержит 400 витков ПЭВ-2 0,2.

Рис. 13. Схема преобразователя напряжения для фотовспышки.

Неоновая лампа HL1 использована от стартера лампы дневного света. Выходное напряжение преобразователя плавно повышается на конденсаторе фотовспышки до 200 В за 50 секунд. Устройство при этом потребляет ток до 0,6 А.

Преобразователь напряжения ПН-70

Для питания ламп-вспышек предназначен преобразователь напряжения ПН-70, являющийся основой описываемого ниже устройства (рис. 14). Обычно энергия батарей преобразователя расходуется с минимальной эффективностью.

Вне зависимости от частоты следования вспышек света генератор работает непрерывно, расходуя большое количество энергии и разряжая батареи.

Рис. 14. Схема модифицированного преобразователя напряжения ПН-70.

Перевести работу преобразователя в ждущий режим удалось О. Панчику, который включил на выходе преобразователя резистивный делитель R5, R6 и подал сигнал с него через стабилитрон VD1 на электронный ключ, выполненный на транзисторах VT1 — ѴТЗ по схеме Дарлингтона.

Как только напряжение на конденсаторе фотовспышки (на схеме не показан) достигнет номинального значения, определяемого значением резистора R6, стабилитрон VD1 пробьется, а транзисторный ключ отключит батарею питания (9 В) от преобразователя.

Когда напряжение на выходе преобразователя понизится в результате саморазряда или разряда конденсатора на лампу-вспышку, стабилитрон VD1 перестанет проводить ток, произойдет включение ключа и, соответственно, преобразователя. Транзистор ѴТ1 должен быть установлен на медном радиаторе размерами 50x22x0,5 мм.

Источник: Шустов М. А. Практическая схемотехника. Преобразователи напряжения.

  • PCBWay – всего $5 за 10 печатных плат, первый заказ для новых клиентов БЕСПЛАТЕН
  • Сборка печатных плат от $88 + БЕСПЛАТНАЯ доставка по всему миру + трафарет
  • Онлайн просмотрщик Gerber-файлов от PCBWay!

Нужна схема трансформаторного повышающего ППН. Входное напряжение пульсирующее +5В от зарядного устройства от мобильного телефона, M/N: ATADD11EBE; S/N: RT3Q918FS/7-G. – Наподобие той, что изображена на рисунке 6.
Сейчас питаю кассетный плеер WM-FX163. АМ принимать невозможно из-за фона высокой частоты, проникающего по питанию и создаваемого однополупериодным выпрямителем. Хочу использовать подобное ЗУ для питания УМЗЧ.

Здравствуйте, а в схеме Малогабаритный сетевой преобразователь напряжения есть неточности ,во первых для чего обмотку 1 делить на две части a и b(там же нет отводов) ,не проще сразу 300 витков намотать?Во вторых для обмотки 3 не указано начало и концы точками это очень важно.И в конце хочу спросить можно использовать транзисторы из серии mje13001-13009? У них просто большой запас по напряжению чем у приведенных.

СВЧ генератор на резонаторах на мощном полевом транзисторе | Электронные схемы

свч автогенератор на одном полевом транзисторе

Простейший автогенератор на одном полевом транзисторе для создания мощных радиоволн на частотах 400-800 МГц. Выполнен на одном полевом транзисторе типа MRF184 или RD15hvf1.Транзистор установлен на радиаторе.

свч генератор на одном транзисторе

Питание генератора от 5В,обязательно ток должен быть ограничен,иначе при питании 12В от компьютерного блока питания транзисторы выходят из строя.При питании 5В ограничение тока не требуется.Напряжение на затворе регулируется переменным резистором,стабилитрон ограничивает напряжение на уровне 8В. Катушка L2 намотана на оправке 4мм и содержит 13 витков провода 0.8мм.Катушка «змейка»содержит примерно 2.5 синусоиды размахом 1см.

мощный свч генератор с резонаторами из медной проволоки

Для создания колебаний требуется положительная обратная связь,она осуществляется с помощью двух резонаторов из медной проволоки,диаметром 1.5 см.От длины резонаторов,расстояния между ними,зависит излучаемая частота.При длине 15 см и расстояния 5 мм между резонаторами,частота примерно 465 МГц.Частота также зависит от змейки.

измеряемая частота передатчика GY561

На рацию баофенг,сигнал генератора хорошо принимается без гудения и не распылен на много частот. При длине резонаторов по 7см,частота около 850 МГц,но мощность уменьшается,хотя надо было змейку изменить.

свечение лампы от антенны генератора

Мощность излучения можно проверить люминисцентной лампой,неоновой лампой.Поверхность пальца возле резонаторов чуть нагревается.При подаче питания 12 В без ограничения тока,транзистор MRF184 вышел из строя.С ограничителем-резистором 1 Ом мощность чуть увеличивается по сравнению с 5В ,но резистор нагревается.

свечение колбы лампы накаливания от антенны

Поставил в схему транзистор RD15hvf1.При питании от четырех аккумуляторов 3.7В,обжигает пальцы от резонатора на затворе.Ярко поджигает лампы,газ в колбе лампочки накаливания светит голубым.При подаче питания от пяти аккумуляторов (18.5В),транзистор выходит из строя.

Генераторы импульсов (инжекционно-полевые транзисторы, негаваристоры)

Генераторы импульсов на аналогах инжекционно-полевых транзисторов (ИПТ), известных с 1973 г. , одни из самых простых генераторов, работающих в широком диапазоне питающих напряжений [Рл 4/97-33].

На рис. 8.1, 8.2 приведены схемы аналогов ИПТ п- и р-структуры, выполненные на основе совместно включенных полевого и биполярного транзисторов [Рл 4/97-33].

Рис. 8.1

 

Рис. 8.2

При малом смещении на базе аналога ИПТ коллекторный ток биполярного транзистора невелик. При повышении напряжения на базе происходит скачкообразное изменение состояния ИПТ. Сопротивление перехода база-эмиттер аналога ИПТ из непроводящего состояния переходит в проводящее, и коллекторный ток резко возрастает. Устройство может быть преобразовано в релаксационный генератор импульсов (РГИ), если параллельно переходу эмиттер — база аналога ИПТ включить конденсатор.

На рис, 8.3 приведена схема управляемого РГИ звуковых частот на аналоге ИПТ. В качестве времязадающего конденсатора генератора использован пьезокерамический зуммер. Изменение сопротивления в цепи базы ИПТ от 24 до 510 кОм при ипит=9 В вызывает изменение частоты генерации от 1100 до 200 Гц, при этом потребляемый устройством ток уменьшается с 240 до 20 мкА. Генератор работает в диапазоне питающих напряжений от 3 до 10 В,

Рис. 8.3

 

Рис. 8.4

Менее экономичен генератор по схеме на рис. 8.4, который может работать в диапазоне напряжений питания от 1 до 10 Б. К управляющему электроду аналога ИПТ подключена времязадающая цепь (R1, С1). В качестве нагрузки РГИ использован телефонный капсюль ТК-67 (ТМ-2В). Частота генерации РГИ составляет 2,7 кГц при ипит=9 6, а потребляемый ток — 10 мА.

На основе аналога ИПТ могут быть выполнены и генераторы инфранизких частот, например, экономичный генератор вспышек света (рис. 8.5). При указанных на схеме номиналах частота генерации составляет 2 Гц. Поскольку генерируемые импульсы довольно короткие, ток, потребляемый устройством, невелик и колеблется в пределах от 20 до 120 мкА. Максимальный ток через

светодиод ограничен высоким внутренним сопротивлением биполярного транзистора, входящего в состав аналога ИПТ. Для снижения начальной амплитуды импульса тока через светодиод и транзистор в эту цепь можно подключить резистор сопротивлением 200. ..620 Ом.

Рис. 8.5

 

Рис. 8.6

В связи с высокой экономичностью и предельной простотой РГИ целесообразно использовать их в радиоэлектронной аппаратуре для индикации включенного состояния (подачи напряжения питания).

На рис. 8.6 приведена схема генератора импульсов звукового диапазона. При R1 =910 Ом, С1=1 мкФ и изменении напряжения питания от 2 до 10 Б частота генерации меняется от 5 до 500 Гц с увеличением потребляемого тока от 3 до 6 мА.

Генератор импульсов, представленный на рис. 8.7, отличается подключением времязадающего конденсатора. Генератор вырабатывает достаточно стабильные колебания синусоидальной формы: частота генерации меняется от 644 до 639 Гц при изменения напряжения питания от 3 до 10 Б, а потребляемый ток — от 4 до 5,5 мА.

Рис. 8.7

 

Рис. 8.8

 

Рис. 8.9

На рис. 8.8 и 8.9 показана возможность использования генераторов на основе ИПТ в качестве портативного маломощного преобразователя напряжения. Такие устройства можно использовать для подачи повышенных напряжений на управляемые полупроводниковые конденсаторы — варикапы. Преобразователь (рис. 8.8) работает при 1)пит=3…10 В (верхнее значение напряжения определяется типом используемых полупроводниковых приборов) и позволяет получить 11вых =2(11пит-1).

Преобразователь (рис. 8.9) нагружен на высокочастотный колебательный контур. При использовании катушки индуктивности от фильтра промежуточной частоты радиоприемника «ВЭФ» (индуктивность 260 мкГч) генератор работает на частоте 140…200 кГц в диапазоне напряжения питания от 1,5 до 10 В. Этот генератор можно использовать для создания портативного металлоискателя, см., например, рис. 21.1, 21.6.

При подборе сопротивления в цепи базы (рис. 8.9) изменяется потребляемый генератором ток, выходное напряжение и форма генерируемого сигнала (до синусоидального). При 11пит=0,7 В на выходе устройства было получено напряжение 5 В (R1=750 Ом, 1ПОТР=20 мА). С повышением напряжения питания до 1 В выходное напряжение достигает 20 В, а при 2 В — доходит до 27 В (потребляемый ток — 50 мА). Экономичность преобразователя растет с увеличением сопротивления в цепи базы.

На рис. 8.10 и 8.11 приведены схемы генераторов на аналогах ИПТ р-структуры. Как следует из сопоставления схем (см., например, рис. 8.9 и 8.10 и рис. 8.4 и 8.11), способы включения аналогов ИПТ п- и р-структур тождественны способам подключения биполярных транзисторов п-р-п и р-п-р типов (смена полярности источника питания). При изменении емкости конденсатора (рис. 8.11) от нуля (емкость монтажа и полупроводниковых переходов) до 0,33 мкФ частота генерации изменяется от 3,5 кГц до 200 Гц.

Рис. 8.10

 

Рис. 8.11

Устройство (рис. 8.11) может быть использовано в качестве широкодиапазонного генератора импульсов, простейшего электромузыкального инструмента, измерителя емкости конденсаторов, контроля изменения емкости конденсаторных датчиков, варикапов и т.д.

Устройство звукосветовой импульсной сигнализации — би-пер — предназначено для индикации включения узлов и блоков радиоэлектронной аппаратуры. Бипер (рис. 8.12) выполнен на аналоге инжекционно-полевого транзистора (транзисторы VT1, VT2) [Рл 2/01-18]. Бипер генерирует при включении привлекающие внимание короткие синхронные звуковые и световые сигналы. Величина резистора R1 определяет длительность звуковой посылки; R2 — паузы между ними. Конденсатор С1 является элементом времязадающей цепи; С2 — обеспечивает характерную «окраску» генерируемого звукового сигнала. В качестве зву-коизлучателя использован телефонный капсюль ТК-67 или микротелефон ТМ-2В. Средний ток, потребляемый устройством, составляет 1,5 мА при напряжении питания 6… 15 6. Если из схемы исключить светодиодный индикатор (HL1), бипер начнет работать при напряжении питания от 4 В.

Рис. 8.12

Все рассматриваемые в этой главе устройства выполнены на так незываемых негаваристорах — приборах, имеющих участок отрицательного динамического сопротивления на вольт-амперной характеристике. Если приведенные на рис. 8.1 — 8.12 схемы были реализованы на аналогах ИПТ (S-образная ВАХ), то показанные далее схемы генераторов (рис. 8.13 — 8.17) демонстрируют возможность использования другого рода структур (негаваристоров) для генерации электрических колебаний. Эти структуры (сочетание элементов, в них входящих) могут иметь принципиально иное построение, однако предназначены они для выполнения близких задач и обладают общим свойством: S-или N-образным видом ВАХ.

Звуковой генератор (рис. 8.13) собран на аналоге лямбда-диода и имеет в качестве нагрузки низкочастотный колебательный контур, состоящий из электромагнитного капсюля ТМ-2В (индуктивность) и конденсатора С1. Генер?.тер вырабатывает колебания, по форме близкие к синусоидальным, и потребляет ток до 0,4 мА при напряжении питания 1,5…2,5 В. Если последовательно с нагрузкой генератора включить дополнительно высокочастотный колебательный контур, устройство превратится в генератор высокочастотных сигналов с возможностью модуляции низкочастотными колебаниями.

Рис. 8.13

 

Рис. 8.14

Генераторы (рис. 8.14, 8.15) очень близки по построению. Для возбуждения этих генераторов (задания рабочей точки, в которой начинается процесс генерации) потребуется подбор рези-стивных элементов: R1 (рис. 8.14) и R2 (рис. 8.15).

Генератор импульсов (рис. 8.16) выполнен по схеме симметричного мультивибратора, но транзисторы включены инверсно (в «неправильной» полярности питающих напряжений) и с «оборванной» по постоянному току базой. Несмотря на столь экзотичное и необщепринятое включение, повреждения полупроводниковых элементов не происходит. Мощность, рассеиваемая на полупроводниковых переходах, крайне мала, поскольку в цепь нагрузки транзисторов включены резисторы с высоким сопротивлением. В таком режиме обычно работают биполярные лавинные транзисторы, см., например, схемы прак тического использования подобных генераторов (рис. 20.6, 20.7)

Рис. 8.15

 

Рис. 8.16

 

Рис. 8.17

На рис. 8.17 показана схема генератора импульсов, выполненная на тиристоре (Б.Е. Алгинин). Генератор работает в области звуковых частот (не выше нескольких кГц) и имеет достаточно высокую выходную мощность. Тиристор можно заменить его аналогом (рис. 2.2).


Литература: Шустов М.А. Практическая схемотехника (Книга 1), 2003 год

Генератор тока на полевом транзисторе.

Генератор тока на полевом транзисторе.

     Простой генератор тока на полевом транзисторе. Применение генератора тока на полевом транзисторе на практике. Дополнительный материал к статье «Генератор тока (источник тока). Различия и сходства стабилизаторов тока и напряжения»

     ***

     Часто на мою предыдущую статью о генераторах тока посетители приходят по запросу «генератор тока на полевом транзисторе». Так как там ничего об этом не говорится я решил восполнить этот пробел данной статьёй.

     Здесь расскажу об одной, но очень привлекательной схеме генератора тока на полевом транзисторе КП303. Но сначала рассмотрим, что из себя представляет этот транзистор.

     Полевые транзисторы серии КП303(А-И) это кремниевые эпитаксиально-планарные полевые транзисторы с затвором на основе p-n перехода и каналом n-типа. Или их ещё называют полевыми транзисторами со встроенным n-каналом.

     Буква n означает что управление током через канал, то есть током протекающем от стока к истоку, осуществляется подачей отрицательного напряжения на затвор относительно истока, Рис. 1(а).


Рис. 1

     В этом смысле принцип работы эпитаксиально-планарных полевых транзисторов, т.е. полевых транзисторов со встроенным каналом аналогично работе электронной (радио) лампе, Рис. 1(б)

     Приблизительная зависимость тока стока () от Uзи для транзистора КП303И показана на графике, Рис. 2.


Рис. 2

     Для простоты ток Iси буду обозначать как ток стока , так как это одно и тоже.

     Из графика видно, что при Uзи = 0, Iс = max.

     Минимума ток стока достигает при Uзи равном приблизительно минус 1,4В. На самом деле из-за большого разброса характеристик график лишь приблизительно отображает зависимость Ic от Uзи.

     Подавать положительный потенциал на затвор бессмысленно так как при Uзи = 0 транзистор, итак, открыт полностью.

     Вообще эквивалентную схему транзистора КП303 можно представить так как это показано на Рис. 3. Сопротивление переменного резистора R1 — десятки МОм, резистора R2 около 1кОм,.


Рис. 3

     Тогда, когда напряжение Uзи = 0 ползунок резистора R1 находится в нижнем положении, ток Iс будет определяться по формуле:

     Ic = Uси / R2.

     То есть ток будет максимальным, но не бесконечным.

     Тогда, когда отрицательное напряжение на затворе достигнет некоторого максимума, ползунок резистора R1 окажется в верхнем положении и ток стока будет определяться по формуле:

     Ic = Uси / (R1 + R2).

     То есть ток будет минимальным, но не нулевым.

     Такая зависимость тока стока от напряжения на затворе позволяет сделать очень простой генератор тока на полевом транзисторе КП303. Соберём такую схему, Рис. 4.


Рис. 4

     Подключим к клеммам 1-2 регулируемый источник напряжения. Начнём увеличивать напряжение от нуля. Изначально ток стока и ток через резистор равны нулю. Падение напряжения на резисторе также равно нулю, Uзи = 0. Транзистор полностью открыт.

     Повышение напряжения на клеммах приведёт к протеканию тока через транзистор и резистор. Появится некоторое падение напряжения на резисторе, при этом минус этого напряжения приложен к затвору, а плюс к истоку. Чем больше ток будет протекать через резистор, тем больший запирающий потенциал будет на затворе.

     В конце концов схема войдёт в режим стабилизации тока так как попытка увеличения тока приводит к увеличению запирающего потенциала на затворе, а следовательно, к уменьшению тока. А попытка уменьшения тока к уменьшению запирающего потенциала на затворе, а следовательно, к увеличению тока. Изменяя величину резистора, можно изменять величину стабилизируемого тока.

     Схема собранная на транзисторе КП303И имеет максимальное рабочее напряжение 30В. Ток стабилизации единицы миллиампер. Недостаток схемы в том, что из-за большого разброса характеристик транзисторов невозможен какой-либо осмысленный расчёт.

     Но в этом нет большой беды. Зачастую расчёт и не нужен. Там, где нужен просто простой и стабильный источник тока, генератор тока. К тому же такой генератор тока не требует дополнительного источника питания. Такая схема очень хороша в генераторах пилообразного напряжения для получения высокой линейности пилы.

     Дело в том, что в обычных, не лабораторных генераторах пилообразного или треугольного напряжения используется принцип заряда-разряда конденсатора. Если этот самый заряд-разряд производить через резистор, то напряжение на конденсаторе будет изменяться по экспоненте. Если вместо резистора включить источник (генератор) тока, то напряжение будет изменяться строго по прямой линии.

     Есть у этой схемы ещё одно достоинство. Её можно использовать для стабилизации тока в цепи переменного напряжения, для этого схему изображённую на Рис. 4 нужно включить в диагональ диодного моста, Рис 5.


Рис. 5

     В этой схеме полярность приложенного напряжения не важна. Именно такую схему генератора тока я применил в двухканальном прецизионном генераторе треугольного напряжения ШИМ-модулятора электронной нагрузки, описанной в статье «Импульсная электронная нагрузка».


Создание лучшего генератора: диссипативные солитоны и полевые транзисторы бегущей волны

Ключом к улучшению характеристик высокоскоростных электронных схем является генерация коротких электрических импульсов с пониженным фазовым шумом. Доктор Коичи Нарахара из Департамента электротехники и электроники Технологического института Канагавы изучает электрические импульсы, генерируемые полевыми транзисторами бегущей волны. Он обнаружил, что устройства обладают уникальными свойствами, которые могут обеспечить повышенные рабочие частоты и снижение фазового шума по сравнению с традиционными генераторами, что делает их бесценными для современной электроники.

Полевой транзистор бегущей волны (TWFET) — это особый тип полевого транзистора (FET) с электродами, используемыми в качестве линий передачи в дополнение к его электрическим контактам. Полевой транзистор — это полупроводниковое устройство, используемое для усиления или переключения электрических сигналов и мощности, которое имеет три вывода; вывод истока, куда входят электроны, сток, через который они покидают канал, и затвор. Подавая напряжение на затвор, можно управлять электронами, которые движутся от истока к стоку.Когда между корпусом и затвором создается разность напряжений, создается электрическое поле, которое увеличивает проводимость между выводами стока и истока. TWFET состоит из двух линий передачи: одна или другая периодически нагружается током, текущим из затвора и стока небольшого заземленного полевого транзистора соответственно. С момента открытия в 1965 году TWFET-транзисторы изучались на предмет их использования в широкополосном усилении. Однако из-за наличия электромагнитных связей между линиями передачи не было разработано эффективного метода проектирования для короткоканальных TWFET.

Для ограничения слабых сигналов предполагается, что выход любого устройства линейно зависит от входа, что означает, что сила и форма создаваемой электромагнитной волны не изменятся. Однако это предположение не выполняется для многих устройств, у которых такие свойства, как сопротивление, емкость и индуктивность, непостоянны. Эти устройства известны как «нелинейные» устройства. До сих пор нелинейными свойствами TWFET обычно пренебрегали.

Д-р Нарахара изучает метод усиления коротких электрических импульсов с использованием TWFET-транзисторов с электромагнитными связями (где электромагнитное поле в одном наборе электропроводки или цепи приводит к электрическому заряду в другом) и разработал способ использования их нелинейности для формирования электромагнитных волн. или импульсы.Эти связи вызывают два разных режима распространения (пути распространения импульсов) в TWFET. Ему удалось ограничить всю энергию импульса в одном из режимов и усилить импульсы, переносимые этим режимом. Пока импульс распространяется в уникальном режиме, он свободен от искажений, вызванных различием между режимами.

Фронт ударной волны действует как приближающаяся стенка для встречных волн, частота отраженной волны становится больше, чем падающая из-за эффекта Доплера.

Обычно коротковолновые волны распространяются медленнее, чем длинноволновые волны в TWFET, что вызывает дисперсионные искажения коротких импульсов и импульсов основной полосы частот. За счет введения нелинейности эту дисперсию можно компенсировать. Более того, TWFET удается уравновесить диссипацию и усиление. В результате он поддерживает диссипативные солитоны. Солитон — это тип волны, которая сохраняет свою форму при движении с постоянной скоростью. Таким образом, доктор Нарахара разработал TWFET, который поддерживает короткие электрические импульсы без значительных искажений.

Взаимодействие диссипативных солитонов может привести к технологическому прорыву в характеристиках фазового шума генераторов. Осцилляторы — это устройства, которые изменяют постоянный ток, полученный от источника питания, на переменный ток. Они встречаются во многих обычных электрических устройствах, но обычно создают высокий уровень фазового шума, который может мешать их работе. Рассматривая замкнутую топологию, доктор Нарахара создал то, что по сути является импульсным генератором с использованием TWFET-транзисторов, которые когда-нибудь могут стать полезной схемой для снижения фазового шума.

В дополнение к развитию диссипативных солитонов, нелинейность в TWFET вызывает несколько других волновых явлений, которые можно использовать для генерации высокочастотных непрерывных или импульсных сигналов. Без нелинейности волны переносятся наложенными синусоидальными модами распространения, а экспоненциальные моды не могут способствовать их распространению. Напротив, гибридизация синусоидального и экспоненциального режимов становится возможной при наличии нелинейности. Доктор Нарахара обнаружил, что гибридный режим поддерживает квазистабильное распространение падающих импульсов и значительно сужает их ширину.

Кроме того, он обнаружил, что ударные волны можно возбуждать в TWFET-транзисторах, которые отличаются тем, что они могут отражать любые приходящие волны, что приводит к увеличению частоты. Кроме того, ударная волна в резонаторе демонстрирует интересную самоорганизацию. Благодаря правильной конструкции структуры и приложенному напряжению ударная волна достигает дальнего конца и отражается назад к входу. Кромка снова отражается на входе и становится устойчивым фронтом ударной волны. В результате повторения этого процесса ударный фронт колеблется в резонаторе TWFET.При увеличении входной амплитуды два или более колебательных фронта развиваются автономно и взаимно синхронизируются.

Эти явления могут быть объединены с динамикой диссипативных солитонов, что приводит к сложным методам для многофазных, (де) мультиплексированных или синхронизированных по фазе потоков ультракоротких импульсов.

Диссипативные солитоны
Диссипативные солитоны обычно обладают однозначно определенной амплитудой и скоростью и могут взаимодействовать с другими солитонами, а также с другими типами волн. Повторяющиеся лобовые столкновения двух диссипативных солитонов генерируют серию небольших импульсов. Встречные импульсы отдают часть своей энергии генерируемым импульсам при каждом столкновении, и поэтому амплитуда встречных импульсов уменьшается со временем. Хотя импульс против часовой стрелки имеет немного меньшую амплитуду, чем импульс по часовой стрелке перед столкновением, расхождение амплитуд увеличивается после столкновения; в частности, амплитуда импульса против часовой стрелки уменьшается, тогда как амплитуда импульса по часовой стрелке либо увеличивается, либо остается неизменной.После нескольких последующих лобовых столкновений импульс против часовой стрелки исчезает, а импульс по часовой стрелке однозначно сохраняется и вращается на закрытом TWFET.

Когда два TWFET соединены друг с другом через резистор, диссипативный солитон, который вращается на одном из них, привлекательно взаимодействует с диссипативным солитоном, который вращается на другом TWFET. Следовательно, два диссипативных солитона в этих связанных TWFET синхронизированы по фазе таким образом, что они одновременно проходят через соединительные ячейки. Используя это свойство, замкнутая система TWFET может использоваться для генерации последовательности импульсов с регулируемой фазой. Используя двухточечные соединения закрытых TWFET, два диссипативных солитона могут быть спроектированы так, чтобы вращаться либо в общем, либо в обратном направлении. Подобные синхронизированные диссипативные солитоны могут образовываться даже в трех и более TWFET. Такое расширение шкалы может привести к различным схемам управления фазой, включая генерацию многофазных последовательностей импульсов.

В частности, соединение двух TWFET, где размер одного установлен в целое число, кратное другому, генерирует два или более диссипативных солитона в большем из них.Доктор Нарахара обнаружил, что два диссипативных солитона отталкивающе взаимодействуют в замкнутом TWFET. Следовательно, стабилизированный диссипативный солитон в замкнутом TWFET может позиционировать антипод своего парного диссипативного солитона. Это взаимодействие способствует уменьшению флуктуации расстояния между импульсами, что приводит к уменьшению фазового шума, присутствующего в выходной последовательности импульсов.

Ударные волны
Одним из нелинейных эффектов в распределенных системах является развитие ударных волн.Ударная волна — это тип распространяющейся волны, которая несет энергию, как обычная волна, но характеризуется резким, почти прерывистым изменением давления, температуры и плотности среды. Ударные волны наблюдались в линиях передачи, нагруженных по всей длине конденсаторами, зависящими от напряжения, известными как варакторы.

Доктор Нарахара вывел условие образования ударной волны на TWFET и экспериментально показал, что TWFET успешно демонстрирует формирование ударной волны.Кроме того, он показал, что ударная волна сопровождает ток стока, так что он отражает волны, возникающие впереди. Когда ударный фронт образуется на стоке, он вступает в контакт с встречно движущимися волнами, и при этом его частота становится больше, чем встречных волн из-за механизма, называемого эффектом Доплера. По сути, говорит доктор Нарахара: «Фронт ударной волны действует как приближающаяся стена для встречных волн, частота отраженной волны становится больше, чем падающая, из-за эффекта Доплера.

Эффект Доплера — это изменение длины волны по отношению к наблюдателю, который движется относительно источника волны. По мере того, как наблюдатель приближается к волнам, каждой волне требуется немного меньше времени, чтобы достичь наблюдателя, чем предыдущей, что приводит к уменьшению времени между приходом волн к месту нахождения наблюдателя. Это вызывает увеличение частоты.

Благодаря объединенной динамике диссипативных солитонов и ударных волн, сети TWFET могут привести к новой систематической схеме проектирования генераторов.

Кроме того, при правильном проектировании размера линии передачи и уровней напряжения подаваемых импульсов, когда фронт ударной волны достигает дальнего конца, он отражается обратно к входу. Кромка снова отражается на входе и становится устойчивым фронтом ударной волны. Процесс повторяется непрерывно для установления колебаний кромки. Подобное колебание возникает в линии передачи, периодически загружаемой туннельными диодами, и показано, что это своего рода предельный цикл, который может быть синхронизирован с внешними колебаниями или, возможно, с сосуществующими краевыми колебаниями. Кроме того, количество колеблющихся фронтов увеличивается с увеличением амплитуды входного сигнала в линию затвора. Каждый край можно синхронизировать с другими краями. Двойные и четверные колеблющиеся края были успешно обнаружены с помощью измерений во временной области, выполненных доктором Нарахарой.

Будущее TWFET
Д-р Нарахара оптимистично полагает, что когда-нибудь TWFET смогут заменить генераторы в современных устройствах, поскольку электроника требует все меньших и более высокоскоростных схем.«Благодаря объединенной динамике между диссипативными солитонами и ударами сети TWFET могут привести к новой систематической схеме проектирования генераторов», — сказал д-р Нарахара. Многое еще не известно о природе диссипативных солитонов, и знания, полученные в результате исследования доктора Нарахары, показали, что TWFET является ценным инструментом для изучения этих удивительных форм волн, которые могут продвинуть вперед область физики волновых форм, а также внесет огромный вклад в будущие прорывы в области электронных технологий.

Личный ответ

Не могли бы вы рассказать нам о своих дальнейших планах исследований в этой области?
Синхронизированные диссипативные солитоны должны быть проверены экспериментально в ближайшее время. После разработки конструкции устройства для сжатия импульсов и генерации скачков / солитонов, комплексное использование TWFET станет высоко оцененным. В общем, волновые явления реализуются за счет синергетического вклада дисперсии, диссипации, усиления, электромагнитных связей и нелинейности.TWFET-транзисторы содержат источники всех этих элементов, так что они обладают значительным потенциалом для развития любых естественных волновых явлений на полупроводниковой пластине. Я продолжаю изучать возможности TWFET без особого учета технологических ценностей.

Аналитический подход для упрощения автоматизированного проектирования

Рисунок 6, из которого следует, что максимальная выходная мощность

Pout = 22,9

дБм может быть реализована для значений нагрузки

от 20 до 30 Ом. Ток стока постоянного смещения

не превышал 96 мА при

процедуре моделирования.

Последующее компьютерное моделирование

показывает, что условия осцилляции большого сигнала

для различных значений

элементов обратной связи L и C существуют в очень широкополосном диапазоне частот

. На рис.

на 7 показана частотная зависимость

емкости обратной связи источника

Кл, когда RL = 25 Ом и L = 0,35 нГн.

Настройка емкости от 0,15 до 2,00 пФ

приводит к настройке частоты от 8,3 до

13.6 ГГц с приблизительно постоянным уровнем выходной мощности от 23 до 24

дБмВт. Улучшенная настройка частоты

характеристик может быть достигнута с помощью дуктивной настройки in-

. Частотная зависимость

индуктивности обратной связи затвора

Tance L показана на рисунке 8, где

RL = 25 Ом и L = 0,5 пФ. В этом случае

индуктивная настройка от 0,2 до 7,0 нГн

приводит к настройке частоты от 3,9 до

13,3 ГГц с уровнем выходной мощности

от 19 до 23 дБмВт. Кроме того, условия осцилляции os-

удовлетворяются при

с последующим увеличением обратной индуктивности затвора

до 100 нГн с соответствующим уменьшением частоты колебаний

до 2,8 ГГц.

Ранее было показано, что генератор MESFET с обратной связью se-

успешно использовался в качестве генератора с варакторной настройкой шириной

в диапазоне частот

от 7,25 до 14.65

ГГц. 6 В случае данной мощности

MESFET, верхняя полоса пропускания

, частота и выходная мощность генератора

могут быть значительно увеличены —

световых лет. Эквивалентная схема генератора для широкополосной настройки

показана на рисунке

9. Значения индуктивности

источника и затвора были предварительно выбраны для максимальной настройки частоты

полосы пропускания и дополнительной емкости

Для обеспечения стабильных условий колебаний

во всем диапазоне настройки

при RL = 50 Ом использовалось сопротивление 1 пФ параллельно нагрузке

.

В результате одновременная настройка емкости обратной связи затвора и источника

на

от 0,09 до 2,0 пФ обеспечила широкую полосу пропускания настройки частоты

от 10,1 до

26,0 ГГц с высокой выходной мощностью, как показано на рисунке 10.

ТЕХНИЧЕСКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Простой аналитический подход к проектированию микроволнового генератора на полевых транзисторах mi-

был использован для определения явных выражений

оптимальных значений обратной связи

элементов через транзистор Z para-

метра.Концепция отрицательного сопротивления

была использована для разработки СВЧ-генератора

с обратной связью с

оптимизированными элементами обратной связи и максимальной выходной мощностью

с учетом параметров импеданса транзистора

.

Такой подход значительно упрощает процедуру моделирования нелинейных схем. Была продемонстрирована очень широкополосная настройка pacitor ca-

генератора серии MESFET

в диапазонах Ku и K частот

. Окончательные результаты моделирования

указывают на привлекательность и целесообразность аналитической оценки параметров схемы

для нелинейного компьютерного проектирования

. ■

Список литературы

1. A.V. Гребенников, В.В. Никифоров, «Аналитический метод

СВЧ транзистора

, проектирование осциллятора», Международный журнал электроники

, Vol. 83, декабрь 1997 г.,

pp. 849–858.

2. А.В. Гребенников, «Осцилляторы СВЧ-транзистора

: аналитический подход к автоматизированному проектированию Sim-

», Microwave

Journal, Vol.42, No. 5, May 1999,

pp. 292–300.

3. Дж. М. Дорту, Дж. Э. Мюллер, М. Пирола и Г.

Гионе, «Точное моделирование больших сигналов GaAs

MESFET и HEMT для проектирования усилителей Pow-

er MMIC», Международный журнал

, посвященный СВЧ и Миллиметровый диапазон

Компьютерная инженерия, Vol. 5,

March 1995, pp. 195–209.

4. C.R. Chang, M.B. Стир, С. Мартин и Э.

Риз, «Компьютерный анализ свободно работающих микроволновых генераторов

», IEEE

Кольцевые генераторы на основе однослойного графенового полевого транзистора

  • 1.

    Резайи А. и Мартин К. (2001). Трехкаскадный кольцевой генератор с квадратурными выходами. В Международный симпозиум IEEE по схемам и системам (ISCAS) 2001 г. (Том 1, стр. 484–487).

  • 2.

    Хаджимири, А., и Лсе, Т. Х. (1999). Конструкция малошумящих генераторов . Берлин: Kluwer Academic Publishers.

    Google ученый

  • 3.

    Ким, Г., Уэда, К., Ча, С., Ида, Т., Симидзу, Ю., Мацуока, Т., и Танигучи, К. (2007). Метод компенсации вариаций процесса для кольцевого генератора, управляемого напряжением. Сделка IEEJ по электротехнике и электронике , 2 , 189–191.

    Артикул Google ученый

  • 4.

    Марзаки, А., Бидал, В., Лаффонт, Р., Рахаджандрайбе, В., Портал, Дж. -М., Бергерет, Э., и Бучакур, Р. (2013). Об исследовании нового транзистора с плавающим затвором и двойным управляющим затвором для приложений ГУН. Buletin Teknik Elektro dan Informatika , 2 , 212–217.

    Google ученый

  • 5.

    Мандал, М. К., и Саркар, Б. К. (2010). Кольцевые генераторы: характеристики и применение. Индийский журнал чистой и прикладной физики , 48 , 136–145.

    Google ученый

  • 7.

    Янг, И. А., Гризон, Дж. К., Смит, Дж. Э. и Вонг, К. Л. (1992). Тактовый генератор с ФАПЧ с диапазоном синхронизации 5–110 МГц для микропроцессоров. В ISSCC, документах по цифровой технике (стр. 50–51).

  • 8.

    Хоровиц, М., Чен, А., Кобрунсон, Дж., Гасбарро, Дж., Ли, Т., Леунг, В. и др. (1993). Схема ФАПЧ для синтерфейса 500 Мбит / с.В ISSCC, документах по цифровой технике (стр. 160–161).

  • 9.

    Джонсон М.Г. и Хадсон Э.Л. (1998). Линия ФАПЧ с переменной задержкой для синхронизации ЦП и сопроцессора. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 23 , 1218–1223.

    Артикул Google ученый

  • 10.

    Янг, И. А., Гризон, Дж. К., и Вонг, К. Л. (1992). Тактовый генератор с ФАПЧ с диапазоном синхронизации 5–110 МГц для микропроцессоров. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 27 , 1599–1607.

    Артикул Google ученый

  • 11.

    Альварес, Дж., Санчес, Х., Героса, Г., и Кантриман, Р. (1995). Низковольтная ФАПЧ с широким диапазоном частот для микропроцессоров Power PCTM. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 30 , 383–391.

    Артикул Google ученый

  • 13.

    Tan, A.H.-Y., & Wei, G.-Y. (2006). Многофазный тактовый генератор на основе PLL / DLL с адаптивным смешиванием полосы пропускания для оптимальной производительности джиттера. В конференции по специализированным интегральным схемам (CICC) (стр. 749–752).

  • 14.

    Нор Хашим, Н.А., Хан Лунг, Дж. Т., Газали, А., и Хамид, Ф. А. (2019). Генератор истинных случайных чисел на основе мемристорных кольцевых генераторов с различными оконными функциями для приложений в криптографии. Индонезийский журнал электротехники и компьютерных наук, 14 , 201–209.

    Артикул Google ученый

  • 15.

    Rodwell, M. J. W. (Ed.) (2001). Технология высокоскоростных интегральных схем: переход к логике 100 ГГц .Сингапур: World Scientific Publishing.

    Google ученый

  • 16.

    Li, X., Cai, W., An, J., Kim, S., Nah, J., Yang, D., et al. (2009). Синтез качественных и однородных пленок графена на медных фольгах на большой площади. Наука , 324 , 1312–1314.

    Артикул Google ученый

  • 17.

    Ву, Ю., Дженкинс, К. А., Вальдес-Гарсия, А., Фармер, Д.Б., Чжу Ю., Бол А. А. и др. (2012), Современная графеновая высокочастотная электроника. Nano Lett.ers , 3062–3067.

  • 18.

    Liao, L., Lin, Y.-C., Bao, M., Cheng, R., Bai, J., Liu, Y., et al. (2010). Высокоскоростные графеновые транзисторы с самовыравнивающимся затвором из нанопроволоки. Природа, 467 , 305–308.

    Артикул Google ученый

  • 19.

    Champlain, J. G. (2011). Теоретическое исследование первых принципов полевых транзисторов на основе графена. Журнал прикладной физики , 109 , 084515.

    Статья Google ученый

  • 20.

    Гриффит, З., Уртеага, М., Пирсон, Р., Роуэлл, П., Родуэлл, М., и Брар, Б. (2010). Статический делитель частоты 204,8 ГГц с делением на 8 на длине волны 250 нм. В P. HBT, Протоколы 32-го симпозиума IEEE по составным полупроводниковым интегральным схемам (CSICS) (стр. 1–4).

  • 21.

    Чели, М., Фиори, Г., & Ианнакконе, Г. (2009). Полуаналитическая модель двухслойного графенового полевого транзистора. Транзакции IEEE на электронных устройствах, 56, , 2979–2986.

    Артикул Google ученый

  • 22.

    Thiele, S., & Schwierz, F. (2011). Моделирование установившихся характеристик графеновых полевых транзисторов большой площади. Журнал прикладной физики , 110 , 034506.

    Статья Google ученый

  • 23.

    Шамплейн, Дж. Г. (2011). Теоретическое исследование первых принципов полевых транзисторов на основе графена. Journal of Applied Physics, 109 , 084515.

    Статья Google ученый

  • 24.

    Косватта, С. О., Вальдес-Гарсия, А., Штайнер, М. Б., Ю-Мин Лин, Л., и Авурис, П. (2011). Максимальный потенциал высокочастотных характеристик углеродной электроники. Транзакции IEEE по теории и методам микроволнового излучения, 59 , 2739–2750.

    Артикул Google ученый

  • 25.

    Ван, Х., Хсу, А., Конг, Дж., Антониадис, Д. А., и Паласиос, Т. (2011). Компактная модель виртуального источника тока и напряжения для полевых транзисторов Graphene с верхним и обратным затвором. Транзакции IEEE на электронных устройствах, 58, , 1523–1533.

    Артикул Google ученый

  • 27.

    Хабибпур, О., Вукусич, Дж., И Стейк, Дж. (2012). Модель Graphene FET с большим сигналом. Транзакции EEE на электронных устройствах, 59 , 968–975.

    Артикул Google ученый

  • 28.

    Генри, М. Б., и Дас, С. (2012). SPICE-совместимая компактная модель для полевых транзисторов Graphene.В Международный симпозиум IEEE по схемам и системам (стр. 2521–2524).

  • 29.

    Пэрриш, К. Н., и Акинванде, Д. (2012). Точно решаемая модель графенового транзистора в пределе квантовой емкости. Письма по прикладной физике , 101 , 53501.

    Статья Google ученый

  • 30.

    Frégonèse, S., Magallo, M., Maneux, C., Happy, H., & Zimmer, T. (2013). Масштабируемое электрическое компактное моделирование графеновых полевых транзисторов. Транзакции IEEE по нанотехнологиям, 12 , 539–546.

    Артикул Google ученый

  • 31.

    Родригес С., Вазири С., Смит А., Фрегонез С., Остлинг М., Лемм М. К. и др. (2014). Исчерпывающая модель графенового полевого транзистора для проектирования схем. Транзакции IEEE на электронных устройствах, 61 , 1199–1206.

    Артикул Google ученый

  • 33.

    Ракхеджа, С., Ву, Ю., Ван, Х., Паласиос, Т., Авурис, П., и Антониадис, Д. А. (2014). Амбиполярная компактная модель зарядового тока на основе виртуального источника для наноразмерных графеновых транзисторов. Транзакции IEEE по нанотехнологиям, 13 , 1005–1013.

    Артикул Google ученый

  • 34.

    Ландауэр, Г. М., Хименес, Д., и Гонсалес, Дж. Л. (2014). Точная и совместимая с Verilog-A компактная модель полевых транзисторов Graphene. Транзакции IEEE по нанотехнологиям, 13 , 895–904.

    Артикул Google ученый

  • 35.

    Mukherjee, C., Aguirre-Morales, J. D., Frégonèse, S., Zimmer, T., & Maneux, C.(2015). Универсальная компактная модель Graphene FET, предназначенная для проектирования схем с учетом надежности. Транзакции IEEE на электронных устройствах, 62 , 757–763.

    Артикул Google ученый

  • 36.

    Ли, С.-Л., Миядзаки, Х., Куматан, А., Канда, А., и Цукагоши, К. (2010). Низкое рабочее смещение и согласованные характеристики ввода-вывода в логических инверторах Graphene. Nano Letters, 10 (7), 2357–2362.

    Артикул Google ученый

  • 38.

    Ли, С.-Л., Миядзаки, Х., Куматани, А., Канда, А., и Цукагоши, К. (2010). Низкое рабочее смещение и согласованные характеристики ввода-вывода в логических инверторах Graphene. Nano Letters, 10 , 2357–2362.

    Артикул Google ученый

  • 39.

    Разави Б. (2001). Конструкция аналоговых КМОП интегральных схем . Бостон: Макгроу-Хилл.

    Google ученый

  • 40.

    Кумар, М. , Арья, С.-К., и Пандей, С. (2011). Конструкция кольцевого генератора, управляемого напряжением, с новыми 3-х транзисторными вентилями XNOR / XOR. Научно-исследовательский журнал схем и систем, 2 , 190–195.

    Артикул Google ученый

  • 41.

    Рамия, Х., Кит, К. В., и Кейнсан, Дж. (2012). Разработка низкофазного маломощного кольцевого генератора для приложения OC48. IETE Journal of Research, 58 , 425.

    Статья Google ученый

  • 42.

    Грёцинг, М., и Беррот, М. (2004). Выведение несимметричного КМОП-инвертора кольцевого генератора вблизи фазового шума из основных характеристик схемы и устройства. В симпозиуме радиочастотных интегральных схем (RFIC) , Ft.Уорт, Техас (стр. 277–280).

  • 43.

    Eken, A. Y., & Uyemura, J. P. (2004). Управляемый напряжением кольцевой генератор с частотой 5,9 ГГц в КМОП-матрице 0,18 мм. Журнал IEEE по твердотельным схемам, 39 , 203–233.

    Артикул Google ученый

  • 44.

    Быстрицкий С.А., Клюкин В.И., Бормонтов Е.Н. (2014). Генератор, управляемый кольцевым напряжением, для высокоскоростных систем ФАПЧ. Российская Микроэлектроника , 43 (7), 472–476.

    Артикул Google ученый

  • Схемы осциллятора



    Высокое входное сопротивление и высокое усиление полевого транзистора способствуют простоте и эффективность во многих схемах транзисторных генераторов. Часто, Полевой транзистор может использоваться непосредственно в ламповых схемах и не требует специальных компоненты схемы. Последнее удобство важно, особенно в генераторах с кварцевым и резонансным регулированием и с емкостной обратной связью.

    Незначительная нагрузка полевого транзистора цепей с l-c-настройкой может привести к увеличению выход и меньшие искажения, чем обычно получается при сопоставимых биполярные транзисторы. Эта желательная характеристика также устраняет необходимость для отвода катушек для согласования импеданса транзисторов, и стремится сохранить не нарушил добротность цистерны. Высокое усиление, достижимое с многие полевые транзисторы гарантируют, что выходное напряжение будет доступно для эффективная обратная связь.

    полевых транзистора оказались полезными в генераторах всех типов. Они могут использоваться во всем спектре частот — от низких звуковых частот до высоких радиочастоты. Выход генератора может быть симметричным синусоидальным форма волны или несинусоидальная последовательность импульсов.

    ТРАНСФОРМАТОР-ОСЦИЛЛЯТОР ОБРАТНОЙ СВЯЗИ A-F

    На рис. 1 показана схема генератора звуковой частоты, в которой используется настройка индуктивности и емкости и индуктивная обратная связь и использует один 2N2608 П-канальный полевой транзистор.Эта простая компоновка полезна для общего назначения, одночастотные приложения, такие как возбуждение моста, тональная сигнализация, ввод и отслеживание сигналов, а также тестирование усилителей.


    Рис. 1. Генератор A-f с трансформаторной обратной связью.

    Обратная связь от цепи стока (выхода) к цепи затвора (входа) обеспечивается межкаскадным аудиопреобразователем T1, который обеспечивает 2: 1 (или выше) повышающее соотношение витков между первичной и вторичной обмотками.Этот трансформатор должен быть правильно поляризован для рекуперативной обратной связи, правильным соединением первичного и вторичного.

    Частота колебаний определяется емкостью Cx и индуктивностью. вторичной обмотки трансформатора:

    f = 1/2 пи __ / LC

    где, f — частота колебаний в герцах, L — индуктивность. вторичной обмотки трансформатора, в генри, C — емкость Cx, в фарадах.

    Поскольку производители трансформаторов обычно не указывают индуктивность обмоток необходимо измерить это значение, иначе могут возникнуть конденсаторы. пробовал как C, пока не получил желаемую частоту.

    Из-за собственной емкости вторичной обмотки возникают колебания. на одной частоте, когда в цепи нет внешнего конденсатора.

    , и это самая высокая частота, на которой будет работать схема.

    Амплитуда обратной связи регулируется потенциометром R1. Последний должен быть установлен для наилучшего синусоидального выхода, показываемого подключенным осциллографом. к клеммам A-F OUTPUT. Чрезмерная обратная связь приводит к перегрузке полевого транзистора и обрезает пики выходной волны; недостаточная обратная связь вызывает нестабильность и вялый запуск.

    A U.T.C. Испытанный в этой схеме трансформатор типа С-8 дал частоту 500 Гц при Cx = 0,002 мфд и 1100 Гц без внешнего конденсатора. Выходное напряжение холостого хода составляло 1 среднеквадратичное значение при 500 Гц, а ток сток 1 мА при 6 В постоянного тока. Аналогичная работа возможна с некоторыми из трансформаторы транзисторного типа меньшего размера.

    Так как выход связан по емкости со схемой стока, которая включает трансформатор T1, внешняя нагрузка будет иметь тенденцию настраивать генератор в некотором роде.Однако этот эффект можно устранить, добавив источник повторитель (см. раздел 2), чтобы изолировать генератор от нагрузки.

    Электрод затвора 2N2608 внутренне соединен с металлом. случае этого полевого транзистора, поэтому необходимо соблюдать осторожность при установке полевого транзистора на Избегайте контакта корпуса с другими компонентами или проводкой. Резистор R2 составляет 1/2 Вт, а электролитический конденсатор C1 рассчитан на 25 постоянного тока.

    ОСЦИЛЛЯТОР A-F С НАСТРОЙКОЙ L-C

    В схеме автогенератора, показанной на рис.2 частота определяется по емкости Cx и индуктивности индуктора с железным сердечником L1: 1 f = 2 pi ../LC где, f — частота колебаний в герцах, L — индуктивность L1 в генри, C — емкость Cx в фарадах.


    Рис. 2. АФ-осциллятор с L-C-настройкой.

    Здесь L может быть любой удобной катушкой (от фильтрующего дросселя до высокодобротного регулируемый индуктор), и Cx может быть выбран для получения желаемой частоты. Экспериментатор может начать с данной катушки и выбрать конденсатор.или начните с заданного конденсатора и выберите катушку индуктивности.

    Схема представляет собой двухкаскадный усилитель с r-c-связью, использующий 2N2608 FET, с настроенной схемой (LCx), образующей пластинчатый бак первый этап, и с общей обратной связью для колебаний, обеспечиваемой конденсатор С2. Четное количество ступеней необходимо для требуемого положительный отзыв.

    Потенциометр R1 позволяет оптимизировать амплитуду обратной связи. синусоидальный выход, наблюдаемый с помощью осциллографа, подключенного к выходу клеммы (ВЫХОД 1 или ВЫХОД 2).Чрезмерная обратная связь перегружает Q1 и искажает выходную волну; при достаточной обратной связи вызывает нестабильность и вялый запуск.

    При L1 = 5 hy и Cx = 0,005 мпм частота составляет 1000 Гц.

    Напряжение сигнала холостого хода на ВЫХОДЕ 1 (высокоимпедансный выход) составляет 1 вольт, действующее значение, а на ВЫХОДЕ 2 (выход с низким сопротивлением) составляет 0,6 вольт, действующее значение. Ток потребления составляет 0,2 мА при 9 В постоянного тока.

    Вся проводка должна быть короткой, прямой и жесткой для максимальной устойчивости. и минимальное количество случайных наводок, и все устройство должно быть защищено коробкой. Электрод затвора 2N2608 внутренне соединен с металлическим случае этого полевого транзистора, поэтому следует соблюдать осторожность, чтобы избежать контакта между Полевые транзисторы и другие компоненты. Постоянные резисторы R2, R3, R4 и R5 равны 1/2 ватт.


    Рис. 3. Фазовый осциллятор a-f.

    ОСЦИЛЛЯТОР С ПЕРЕМЕЩЕНИЕМ ФАЗЫ

    Генератор с фазовым сдвигом хорошо известен своей превосходной синусоидальной волной. выход и простота и компактность резистивно-емкостного сеть, которая определяет его частоту.На рис.3 показан вариант с полевым транзистором. этой знакомой схемы, использующей единственный 2N4338.

    Частотно-определяющая цепь ж / д состоит из идентичных конденсаторов. C1, C2 и C3 и идентичные резисторы R1, R2 и R3.

    Каждая ветвь этой сети (то есть C1- R1, C2-R2 и C3-R3) производит фазовый сдвиг на 60 градусов. Таким образом, полный фазовый сдвиг на 180 градусов в цепи обратной связи от стока к затвору 2N4338 правильно для положительная обратная связь, необходимая для колебаний. Колебание возникает при этом частота, при которой фазовый угол каждой ветви сети составляет 60 градусов: 1 f = 10,88 RC где, f — частота колебаний в герцах, R — сопротивление R1, R2 или R3 в Ом, C — емкость C1, C2 или C3 в фарадах.

    Из этого соотношения C = 1 / (10,88fR) и R = 1 / (10,88fC). Все конденсаторы и резисторы должны быть рассчитаны на точность 1% или выше.

    Сетевые значения, приведенные на рис.3 (C1 = C2 = C3 = 0,002 м.п.м. и R1 = R2 = R3 = 100000 Ом) дают частоту сигнала приблизительно 460 Гц. Выходное напряжение холостого хода цепи на этой частоте составляет 8 вольт, действующее значение. Ток потребления составляет 0,2 мА при 22,5 В постоянного тока.

    В этой однокаскадной схеме полевой транзистор должен быть мощным усилителем (т. Е. его крутизна должна быть высокой), иначе колебания не будут получены. В частности, усиление напряжения схемы должно быть достаточно высоким. для преодоления вносимых потерь в сети RC; в противном случае обратная связь напряжение, достигающее затвора, будет недостаточным для создания колебаний.

    Как и в других простых генераторах, здесь выход имеет емкостную связь. от схемы стока, которая включает входной конец фазовращателя сеть. Из-за этого внешняя нагрузка может привести к расстройке генератора. в некотором роде. Однако этот дефект можно исправить, добавив подписчика на источник. (см. раздел 2), чтобы изолировать генератор от нагрузки.

    Вся проводка должна быть короткой, жесткой и прямой для максимальной устойчивости. и минимальный случайный захват.Однако полное экранирование не требуется. если генератор не работает в среде сильного магнитного поля. Но необходимо соблюдать осторожность, чтобы установить 2N4338 вдали от других компонентов. и проводка, так как электрод затвора внутренне соединен с металлом корпус этого полевого транзистора и уязвим для емкостных наводок, а также короткие замыкания и заземления.

    Все резисторы на 1/2 Вт, а электролитический конденсатор C4 рассчитан на 25 dcwv.


    Рис. 4. Одночастотный a-f генератор с мостом Вина.

    ОДНОЧАСТОТНЫЙ ОСЦИЛЛЯТОР WIEN-BRIDGE A-F

    Еще одним широко используемым звуковым осциллятором с RC-настройкой является мост Вина. Эта схема несколько проще описанного генератора с фазовым сдвигом. в предыдущем разделе, поскольку мост Вина использует только два резистора и два конденсатора для установки частоты, тогда как генератор сдвига фазы требуется три конденсатора и три резистора.Однако Венский мост схема требует двух полевых транзисторов.

    На рис. 4 показана схема генератора на основе моста Вина для одночастотной аудио операции. Эта схема, использующая два полевых транзистора 2N4340 (Q1, Q2), по сути, представляет собой 2-каскадный усилитель с r-c-связью с мостом Вина (C1, C2, R1, R2, действует против R4, R5)

    подключен в тракте обратной связи от выходного стока (Q2) к входу ворота (Q1). В этой частотно-определяющей сети r-c C1 = C2, а R1 = R2.На одной частоте, определяемой этими значениями R и C, обратная связь напряжение на затворе Q1 находится в правильной фазе для колебаний, а на вырождение всех остальных частот из-за падения напряжения обратной связи через R4 + R5 гасит колебания.

    Таким образом, выходной сигнал генератора моста Вина имеет отличное синусоидальная форма волны. Когда C1 = C2 и R1 = R2, f = 21rRC 1, где f — частота колебаний в герцах, R — сопротивление R1, в Ом, C — емкость C1 в фарадах.

    Из этого соотношения C1 = 1 / (2 пи fR) и R1 = 1 / (2 пи fC). Значения C1, C2, R1 и R2, приведенные на рисунке 4, верны для частоты 1000 Гц. операция. На этой частоте достигается отличный синусоидальный выход, когда потенциометр R6 настроен на лучшую форму сигнала, наблюдаемую с помощью осциллографа подключены к клеммам OUTPUT 1 и COMMON. Выход без нагрузки 6 вольт (среднеквадратичное значение) на выводе OUTPUT 1 (высокоомное) и 0,4 вольт (среднеквадратичное значение) на выводе OUTPUT 2 (низкоомный). Ток потребления составляет 0,8 мА при 22,5 в постоянного тока.

    Для максимальной стабильности и минимального паразитного наводки, все провода должны быть сохранены. короткие, жесткие и прямые. А поскольку электрод затвора у 2N4340 внутренне соединен с металлическим корпусом этого полевого транзистора, оба транзистора должен быть установлен отдельно от других компонентов. Все постоянные резисторы 1/2 ватт. Поскольку высокий выход связан с емкостью стока Q2 цепь, которая также связана с мостовой схемой Вина через конденсатор C4, выходная нагрузка может несколько расстроить генератор.Тем не мение, этот дефект может быть исправлен, как рекомендовано для генератора с фазовым сдвигом, добавив повторитель источника (см. раздел 2), чтобы изолировать генератор от груза.


    Рис. 5. Мультивибратор со сливной муфтой.

    МУЛЬТИВИБРАТОР С ДРЕНАЖНОЙ МУФТОЙ

    На рис. 5 показана схема автономного мультивибратора на основе два полевых транзистора 2N4340 (Q1, Q2). Это устройство эквивалентно пластинчатому соединению, трубчатый мультивибратор.

    Мультивибратор — это, по сути, усилитель с RC-цепью выход каждого из двух каскадов, управляющий входом другого. Таким образом, в Рис.5 сток Q1 подключен через конденсатор C1 к затвору. Q2, а сток Q2 подключен через конденсатор C2 обратно к ворота Q1.

    Как и в ламповой схеме, генерируемая частота зависит от времени константы перекрестно связанных ветвей r-c: где емкости указаны в фарадах и сопротивления в омах.Если компоненты близки друг к другу (т.е. C1 = C2 и R2 = R3) формула становится просто

    f = 1 2 C2R2

    Муфта Значения сопротивления и емкости на рис. 5 соответствуют частоте 2500 Гц. Для отдельных полевых транзисторов может потребоваться некоторая корректировка этих значений.

    Выходной сигнал представляет собой прямоугольную волну с амплитудой холостого хода 12 вольт от пика до пика при использовании источника постоянного тока 15 вольт.

    Текущий расход равен 1.4 ма. Синхронизирующий сигнал может подаваться в любом ворота или либо сток.

    Резисторы R2 и R3 должны совпадать в пределах 1 процента или лучше, и поэтому должны конденсаторы С1 и С2. Все резисторы по 1/2 ватта. Электропроводка должна быть сохранена короткие и жесткие, но свинцовые платья не критичны, кроме частот от 5 кГц и выше. 2N4340 следует устанавливать вне контакта друг с другом или с другими компонентами, так как электрод затвора внутренне связан с металлическим корпусом в этом полевом транзисторе.

    МУЛЬТИВИБРАТОР С ИСТОЧНИКОМ

    Несколько более простая схема автономного мультивибратора, чем описанная в предыдущем разделе показан на рис. 6. Этот мультивибратор с исходной связью эквивалентен катодной ламповой схеме. В этом расположении с использованием двух полевых транзисторов 2N4340 (Q1, Q2), только одного конденсатора межкаскадной связи (C1 на прямом пути от Q1 до Q2) необходим. Задняя муфта от второго полевого транзистора (Q2) к первому (Q1) получается через общий истоковый резистор, R3.


    Рис. 6. Мультивибратор с исходной связью.

    Генерируемая частота в основном зависит от емкости C1 и сопротивление R4. Значения C1 и R4, показанные на рисунке 6, относятся к 550 Гц. операция. Увеличивайте C1 для более низких частот и уменьшайте для более высоких частоты. На выходе получается прямоугольная волна с амплитудой 10,5 вольт от пика до пика, когда напряжение постоянного тока составляет 0,2 ма при 15 вольт. Синхронизация напряжение может подаваться на затвор Q1.

    Все резисторы 1/2 Вт. Как и в предыдущей схеме, проводка должна быть коротким и жестким, но свинцовая одежда не критична, за исключением частот от 5 кГц и выше. 2N4340 должны устанавливаться бесконтактно. друг с другом или с другими компонентами, так как электрод затвора внутренне связан с металлическим корпусом в этом полевом транзисторе.

    АВТОВОЗБУЖДАЮЩИЙ ОСЦИЛЛЯТОР R-F

    Полевой транзистор 2N3823 имеет отличные высокочастотные характеристики (соотношение от крутизны до входной емкости), поэтому полезен для радиочастотных приложений. через область УКВ.На рис.7 показана схема самовозбуждающегося радиочастотный генератор, использующий этот полевой транзистор. Это Хартли с серийным кормлением цепь, в которой бак L1 цепи C1 определяет генерируемую частоту. Значения C1 и L1 могут быть определены для желаемой частоты либо с точки зрения доступной емкости или доступной индуктивности:

    С, = -1 /39,5 L1 f2

    где,

    1 Li = 39,5 ПК C1 — емкость, мкФ, L1 — индуктивность, дюйм микрогенри, f — частота в мегагерцах.

    Значения индуктивности и емкости также можно найти с помощью линейки реактивного сопротивления или диаграммы 1-c-f. Для работы с переменной частотой, либо C1, либо L1 могут быть регулируемыми. Катушка имеет центральную резьбу, но в в некоторых случаях кран, возможно, придется немного сместить от центра.

    Радиочастотный выход может быть связан емкостью со стоком, так как показано на рис. 7. В этом случае выходная амплитуда r-f без нагрузки равна 2.5 вольт, среднеквадратичное значение, когда вход постоянного тока составляет 5,3 мА при 6 В постоянного тока.

    Соединение звена с L1 также может быть использовано обычным способом. Пиковое значение r-f на L1 составляет 1,3 В.

    Вся проводка должна быть короткой, прямой и жесткой, особенно на частотах. выше 1 МГц. Корпус 2N3823 подключен к четвертому пигтейлу. который должен быть заземлен, как показано. Все резисторы по 1/2 ватта.


    Рис. 7. Самовозбуждающийся RF-генератор.

    ОБЫЧНЫЙ КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ ОСЦИЛЛЯТОР

    На рис. 8 показана схема радиочастотного генератора с кварцевым управлением, использующего 2N3823 полевой транзистор. Эта схема эквивалентна обычной пластинчатой ​​настройке, ламповый контур и работает так же, как последний.


    Рис. 8. Обычный кварцевый генератор.

    В этой схеме емкость C2 и индуктивность L1 выбраны так, чтобы резонируют на частоте кристалла.2 C2]

    C2 — емкость, мкФ,

    L1 — индуктивность в микрогенри,

    f — частота в мегагерцах.

    Значения индуктивности и емкости можно также определить с помощью с помощью ползунковой линейки реактивного сопротивления или диаграммы 1-c-f. Либо C2, либо L1, либо оба, может быть регулируемым. Схема настроена на частоту кристалла в обычным способом — настройкой C2 или L1 для обозначения провала тока стока миллиамперметром постоянного тока М1. На рис.8 показаны выходные R-f напряжения холостого хода. полученные при различных значениях постоянного напряжения и тока питания.

    Простой выход r / f с емкостной связью показан на рис. 8.

    Однако энергия также может выводиться из генератора индуктивно, с перемычкой, соединенной с нижним концом катушки L1.

    Вся проводка должна быть короткой, прямой и жесткой. Корпус 2Н3823 подключен к четвертому кабелю, который должен быть заземлен, как показано.Оба резистора по 1/2 Вт. Для наилучших высокочастотных характеристик C1, С3 и С4 должны быть слюдяными конденсаторами; и если C2 зафиксирован, он должен быть посеребренная слюда.

    КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ ОСЦИЛЛЯТОР ПИЕРСА

    Кварцевый генератор Пирса прост в использовании, поскольку не требует настройки. Эта схема имеет долгую историю удобства использования в калибраторах, маркерах. генераторы, кварцевые генераторы и радиопередатчики.

    Рис.9 показывает схему Пирса и напряжения, полученные при различных значения питания постоянного тока. Это мощный осциллятор.


    Рис. 9. Кварцевый генератор Пирса.

    Оператор должен быть знаком с типом кристалла, который он использует в этом цепи, так как генератор Пирса поддерживает основную частоту. Гармонический тип здесь кристаллы работают только на своей основной частоте.

    Вся проводка должна быть короткой и жесткой. Корпус 2N3823 подключен к четвертому кабелю, который должен быть заземлен, как показано.Резистор R1 есть 1/2 Вт, а конденсатор С1 должен быть слюдяным.

    КРИСТАЛЛИЧЕСКИЙ ОСЦИЛЛЯТОР 100 кГц

    Кварцевый генератор 100 кГц бесценен для использования в качестве эталона частоты и калибратор кристаллов. На рис.10 показана схема простого генератора. этого типа с использованием полевого транзистора 2N3823, который не требует настройки.


    Рис. 10. Кварцевый генератор 100 кГц.

    Схема представляет собой быстрый пускатель и мощный генератор.При 6 В, 0,8 вход ma d-c, r-f выход без нагрузки составляет 5,4 вольт, действующее значение, и этот выход является достаточно несинусоидальным, чтобы можно было обнаружить гармоники 100 кГц далеко в радиочастотный спектр. Если частота генератора быть настроенным против сигналов стандартной частоты от WWV или другого стандарта, может быть добавлен дополнительный воздушный подстроечный конденсатор C1. Блок 50 пФ должен позволяют сдвинуть частоту кристалла в достаточной степени для нулевого биения подходящей гармоники с высокочастотным стандартным сигналом.

    Вся проводка должна быть короткой, прямой и жесткой. Металлический корпус 2N3823 подключен к четвертому кабелю, который должен быть заземлен, как показано. Резисторы R1 и R2 — 1/2 Вт, а C2 и C3 — слюдяные конденсаторы. (Емкость C3 может потребоваться уменьшить в некоторых приложениях до минимизировать нагрузку на осциллятор.

    В любом случае муфта должна быть как можно слабее. )

    COLPITTS A-F ОСЦИЛЛЯТОР

    Генератор Колпитца имеет то преимущество, что его индуктор не требует кран, и для обратной связи трансформатор не требуется.Несмотря на эту простоту, Генератор способен выдавать хорошую форму выходного сигнала и будет работать на радио и звуковых частотах.

    На рис. 11 показана схема a-f генератора Колпитца. Пока это по существу одночастотный блок (900 Гц), частота может быть варьируется в узком диапазоне (650-900 Гц), если индуктор 5 Генри настроен на импульс (United Transformer VIC-15 или аналог) используется, как показано на рис. 11.


    Фиг.11. Генератор Колпитца a-f.

    Этот генератор построен на одиночном корпусе 2N3819 в пластиковом корпусе. Полевой транзистор (Q1). Сток постоянного тока составляет 0,5 мА при 9 вольт, а соответствующий Выходной сигнал холостого хода составляет 4,5 В. С помощью осциллографа или измеритель искажений, подключенный к клеммам A-F OUTPUT, реостат R2 может быть установлен для наилучшего синусоидального сигнала.

    Частота может быть изменена путем замены C1 другими значениями. и емкости C2 показаны здесь; однако соотношение 10: 1 должно быть сохранено между C1 и C2.Небольшой сдвиг частоты может быть получен, когда фиксированная катушка индуктивности используется для L1, изменяя только одну емкость. Если для Например, L1 = 5 hy и C2 изменяется на 0,07 мсд, частота становится 1 кГц. Однако реостат R2 необходимо перенастроить для достижения наилучшего результата. форма волны.

    Источниковый резистор R1 составляет 1/2 Вт. Конденсаторы частотопределяющие С1 и C2 должны быть высококлассными модулями для стабильности и хорошей формы волны. ( Хотя слюда желательна, такие конденсаторы дороги из-за большой емкости. показано здесь; хорошие пластиковые блоки почти столь же хороши.) Выходная муфта конденсатор С3 — пластиковый блок на 100 вольт.

    ОСЦИЛЛЯТОР КОДЕКСА

    Интересное приложение схемы Колпитса из предыдущего раздела. — это генератор кодовой практики, показанный на рис. 12. В этом устройстве магнитные наушники сами обеспечивают индуктивность частотно-определяющего цепи, и никакой другой катушки или трансформатора не требуется.

    Этот генератор, в котором используется одиночный пластиковый корпус 2N3819 Полевой транзистор (Q1) дает мощный сигнал (максимальный выход 4.2 вольта, среднеквадратичное значение разработаны на паре магнитных наушников Trimm с сопротивлением 2000 Ом). Текущий сток составляет 0,8 мА при 9 В постоянного тока.


    Рис. 12. Генератор кодовой практики.

    Для телефонов Trimm и C1 = 0,01 мпм и C2 = 0,1 мпм, сигнал частота примерно 1000 Гц. Это можно изменить, изменив Значения C1 и C2 при сохранении их соотношения емкостей 10: 1; тем не мение, также может быть получено ограниченное изменение частоты без подавления колебаний, изменяя только C2.

    Чем ниже емкости, тем выше частота, и наоборот.

    Осциллятор работает чисто и имеет хороший плавный звук. Наушники громкость может варьироваться, лишь незначительно влияя на частоту и форму волны, с помощью 10-мегомного реостата R1.

    Поскольку нет тока, пока не нажата клавиша, нет необходимости для переключателя ВКЛ-ВЫКЛ.

    Резистор R2 на 1/2 ватта. Качество конденсаторов С1 и С2 не очень критично в этом приложении, поэтому оба конденсатора могут быть любого типа, удобно пользователю.Однако если стабильность частоты и отличная форма волны требуется, C1 и C2 должны быть из хорошего 100-вольтного пластика единицы.

    [ Примечание: Это руководство основано на Sams «FET Схемы », опубликовано в 1961 г.]

    FET Phase Shit Oscillator — Принципиальная схема, применение, плюсы и минусы

    Что такое осциллятор с фазовым сдвигом на полевом транзисторе?

    Генератор фазового сдвига — это схема, генерирующая знаковые волны. Выходной сигнал возвращается на вход, который изменяет «фазу» волн.Фазовый сдвиг увеличивается с увеличением частоты и может достигать максимум 180 градусов. Генераторы с фазовым сдвигом имеют широкий спектр применений, которые подробно описаны ниже.

    Мы выбрали так называемый генератор сдвига фазы в качестве первого примера, поскольку он очень просто иллюстрирует принципы, изложенные в предыдущем сообщении блога . Схема нарисована так, чтобы наглядно показать усилитель и цепь обратной связи. Схема состоит из усилителя на полевых транзисторах с общим истоком, за которым следует трехсекционная схема с фазовым сдвигом R-C. Усилительный каскад самосмещается с помощью резистора истока R s в обход конденсатора и сопротивления смещения стока R D . Выход последней секции подается обратно на ворота. Если можно предположить, что нагрузкой схемы фазового сдвига на усилителе можно пренебречь, то сдвиг фазы на 180 ° между усиленным выходным напряжением V на выходе и входным напряжением V на выходе на затворе создается усилителем. сам. Трехсекционная схема фазового сдвига R-C создает дополнительный фазовый сдвиг, который является функцией частоты и равен 180 ° на некоторой рабочей частоте.На этой частоте полный фазовый сдвиг от затвора вокруг схемы и обратно к затвору будет точно равен нулю. Эта конкретная частота будет той, на которой цепь будет колебаться при условии, что величина усиления достаточно велика. В генераторе со сдвигом фазы на полевых транзисторах используется последовательная обратная связь по напряжению [то есть напряжение обратной связи, пропорциональное выходному напряжению V из и подаваемое последовательно с входным сигналом на затворе.

    Частота на выходе генератора зависит от номиналов конденсаторов C и резисторов R, используемых в цепи фазового сдвига.Используя базовую технику анализа RC-цепей, можно показать, что фазовый сдвиг сети составляет 180 °, когда

    X c = √6 R или 1 / 2∏fc = √6 R или f = 1 / / 2∏ R c √6

    Частоту можно регулировать в широком диапазоне, если используются переменные конденсаторы. Помимо фазового сдвига, цепь RC ослабляет выходной сигнал усилителя. Анализ сети показывает, что при достижении необходимого фазового сдвига 180 ° эта сеть ослабляет выходное напряжение в 1/29 раза.Это означает, что усилитель должен иметь коэффициент усиления по напряжению 29 или более. Когда коэффициент усиления по напряжению усилителя равен 29, а коэффициент обратной связи RC-цепи β = 1/29, тогда коэффициент усиления контура составляет β A = 1, фазовый сдвиг усилителя -180 ° в сочетании с фазовым сдвигом сети + 180 ° дает фазовый сдвиг контура, равный нулю. Оба эти условия необходимы для удовлетворения критерия Баркгаузена . Если коэффициент усиления усилителя намного больше 29, форма выходного сигнала генератора, вероятно, будет искажена.Когда коэффициент усиления немного больше 29, выходной сигнал обычно имеет достаточно чистую синусоидальную форму.

    Преимущества и недостатки генераторов с фазовым сдвигом приведены ниже:

    Преимущества

    • Это дешевая и простая схема, поскольку она содержит резисторы и конденсаторы (а не громоздкие и дорогие дорогостоящие катушки индуктивности).
    • Обеспечивает хорошую стабильность частоты.
    • Схема генератора с фазовым сдвигом намного проще, чем схема генератора на мосту Вина, поскольку не требует отрицательной обратной связи и устройств стабилизации.
    • Выходной сигнал синусоидальный, без искажений.
    • Имеют широкий частотный диапазон (от нескольких Гц до нескольких сотен кГц).
    • Они особенно подходят для низких частот, скажем порядка 1 Гц, так как эти частоты можно легко получить, используя большие значения R и C.

    Недостатки

    • Выход небольшой. Это связано с меньшим количеством отзывов.
    • Цепи трудно начать колебания, поскольку обратная связь обычно мала.
    • Стабильность частоты хуже, чем у генератора с мостом Вина.
    • Требуется высоковольтная батарея (12 В) для выработки достаточно большого напряжения обратной связи.

    Приложения

    Генератор с фазовым сдвигом на полевых транзисторах

    используется для генерации сигналов в широком диапазоне частот. Частота может быть изменена от нескольких Гц до 200 Гц, используя один набор резисторов с тремя конденсаторами, соединенными вместе, чтобы варьироваться в диапазоне емкости в соотношении 1:10.Точно так же диапазоны частот от 200 Гц до 2 кГц, от 2 кГц до 20 кГц и от 20 кГц до 200 кГц могут быть получены с использованием других наборов резисторов.

    Энергоэффективные генераторы на основе сегнетоэлектрических полевых транзисторов для проектирования нейроморфных систем — Университет Маккуори

    TY — JOUR

    T1 — Энергоэффективные генераторы на основе сегнетоэлектрических полевых транзисторов для проектирования нейроморфных систем

    AU — Eslahi, Hossein

    AU — Гамильтон, Тара Дж.

    AU — Khandelwal, Sourabh

    N1 — Версия заархивирована для частного и некоммерческого использования с разрешения автора / авторов и в соответствии с условиями издателя. Для получения дополнительных прав обращайтесь к издателю.

    PY — 2020/12

    Y1 — 2020/12

    N2 — Нейроморфные или биоинспирированные вычислительные платформы в качестве альтернативы для структур фон-Неймана, извлекли выгоду из превосходных характеристик новых технологий, чтобы имитировать поведение биологический мозг точным и энергоэффективным способом.Интегрируемость с технологией CMOS и низким энергопотреблением делают сегнетоэлектрики полевой транзистор (FEFET) привлекательный кандидат для выполнения таких парадигмы, особенно для обработки изображений. В этой статье мы используем устройство FEFET для создания энергоэффективных колебательных нейронов в качестве основные части нейронных сетей для приложений обработки изображений, особенно для обнаружения края. По результатам моделирования мы оценили значительную энергоэффективность по сравнению с другими технологий, что примерно показывает 5−120 × уменьшение в зависимости от конструкции.

    AB — Нейроморфные или биоинспирированные вычислительные платформы в качестве альтернативы для структур фон-Неймана, извлекли выгоду из превосходных характеристик новых технологий, чтобы имитировать поведение биологический мозг точным и энергоэффективным способом. Интегрируемость с технологией CMOS и низким энергопотреблением делают сегнетоэлектрики полевой транзистор (FEFET) привлекательный кандидат для выполнения таких парадигмы, особенно для обработки изображений. В этой статье мы используем устройство FEFET для создания энергоэффективных колебательных нейронов в качестве основные части нейронных сетей для приложений обработки изображений, особенно для обнаружения края.По результатам моделирования мы оценили значительную энергоэффективность по сравнению с другими технологий, что примерно показывает 5−120 × уменьшение в зависимости от конструкции.

    UR — http://www.scopus.com/inward/record.url?scp=85091

    8&partnerID=8YFLogxK

    U2 — 10.1109 / JXCDC.2020.3027541

    DO — 10. 1109 / JXCD5000

    .30 975000 Артикул

    .302000 VL — 6

    SP — 122

    EP — 129

    JO — Журнал IEEE по исследовательским твердотельным вычислительным устройствам и схемам

    JF — Журнал IEEE по исследовательским твердотельным вычислительным устройствам и схемам

    SN — 2329-9231

    IS — 2

    ER —

    Осцилляторы Колпитса

    Осцилляторы Колпитса

    Колебания в цепи нежелательны, если цепь является усилитель мощности или часть системы управления, которая должна быть стабильной без колебаний.Однако колебания желательны во многих приложениях, таких как синусоидальные. генератор сигналов, генерация несущего сигнала — широковещательная передача (радио и телевидение), сигнал часов в цифровых системах и т. д.

    Осциллятор это система обратной связи, состоящая из прямого пути с усилением и путь обратной связи с усилением :

    Чтобы система колебалась с определенной частотой, обратная связь должен быть положительным, чтобы частота была положительно усилена проходя по прямому пути, чтобы поддерживать выход с нулевым входом. В частности, вывод и вход системы обратной связи связаны

    (140)
    где — коэффициент усиления без обратной связи, а — коэффициент усиления с обратной связью. Чтобы эта система колебалась, т. Е. Чтобы она производила выходной сигнал с нулевого входа, его коэффициент усиления обратной связи должен быть бесконечным, т.е. усиление разомкнутого контура должно быть реальным, с нулевой фазой и удельный прирост.

    Существует множество различных конфигураций генераторов на основе одиночный транзистор.Ниже показаны три типичных Осцилляторы Колпитца: общая база (CB, слева), общий эмиттер (CE, средний) и общий коллектор (CC, справа). Все такие контуры содержат «резервуарный» контур LC. состоит из катушки индуктивности, включенной параллельно и последовательно, с резонансной частотой

    где (141)
    где — эквивалентная емкость последовательной комбинации из и. Все остальные s (без индекса) связаны конденсаторы, которые имеют достаточно большую емкость и поэтому могут быть рассматривается как короткое замыкание для сигналов переменного тока.

    Вот требования к этим схемам для генерации:

    1. Схема настройки резервуара LC, которая генерирует синусоидальные колебания на его резонансной частоте
    2. петля положительной обратной связи, поддерживающая колебания.
    Как работает каждая из этих схем, качественно можно понять как ниже:

    В частности, в качестве примера рассмотрим схему с общим коллектором. Чтобы выяснить, почему цепь колеблется и резонансную частоту, мы отключите базовый путь схемы и рассмотрите коэффициент усиления разомкнутого контура петли обратной связи.Далее моделируем транзистор от источника напряжения Thevenin последовательно с внутренним, как показано на рисунке:

    В качестве нагрузки источника Тевенина контур резервуара получает вход в точке ответвления и производит выходной сигнал через параллельный комбинация и последовательно с. Нанесение KCL на кран точки получаем:

    (145)
    т.е.
    (146)
    Решая, мы получаем
    (147)
    который максимизируется, если частота такова, что мнимая часть знаменатель равен нулю:
    i.е. (148)
    Вот резонансная частота, при которой напряжение стать таким же, как напряжение источника, так как полное сопротивление контур резервуара как нагрузка источника Тевенина бесконечен:

    Когда знаменатель станет нулем и , т. е. нет тока, потребляемого от источника контуром резервуара. Следовательно, падение напряжения на нем равно нулю и полученное напряжение по цепи бака есть. Теперь можно узнать выходное напряжение делителем напряжения:
    i.е. (150)
    Коэффициент усиления разомкнутого контура (от до) составляет:
    (151)

    Мы видим, что когда , усиление разомкнутого контура реально, но больше 1.

    Оставить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *