Фильтр активный трехполосный: АКТИВНЫЙ 3-ПОЛОСНЫЙ ФИЛЬТР | Техника и Программы

Содержание

АКТИВНЫЙ 3-ПОЛОСНЫЙ ФИЛЬТР | Техника и Программы

набор NM211б

Активный 3-полосный фильтр, который можно легко собрать из набора NM2116, заинтересует радиолюбителей, занимающихся конс­труированием высококачественной аудиоаппаратуры. Он позволяет разбить частотный спектр сигнала на своем входе на три полосы: низ­ких, средних и высоких частот. Поэтому 3-полосный активный фильтр имеет три выхода, каждый из которых необходимо подключить к отдельному усилителю мощности, эффективно работающему в задан­ной частотной полосе.

Традиционно в высококачественной звуковоспроизводящей аппа­ратуре используют пассивные разделительные фильтры, имеющие массивные конструкции. Их монтируют чаще всего внутри корпуса акустической системы, что уменьшает полезный объем акустической системы. Кроме того, любой пассивный фильтр уменьшает степень де­мпфирования звукового излучателя и имеет низкий КПД. Активный 3-полосный фильтр NM2116 позволяет уйти от этих неудобств.

В отличие от пассивного фильтра, активный фильтр необходимо устанавливать между линейным выходом источника сигнала и входа­ми усилителей мощности каждого частотного канала 3-полосной акус­тической системы.

Его использование позволит передать сигналы с минимально возможным искажением и получить HI-END качество звука. Фильтр NM2116 обладает малым уровнем собственного шума, малыми габаритами и энергопотреблением. Он способен надежно ра­ботать в широком диапазоне питающих напряжений.

Технические характеристики

Напряжение питания [В]      12—30

Ток потребления [мА]         10

Фильтр низких частот (ФНЧ):

усиление в полосе пропускания [дБ]  0

затухание вне полосы пропускания [дБ/октаву]               12

частота среза [Гц] 300

Фильтр высоких частот (ФВЧ):

усиление в полосе пропускания [дБ]  0 затухание вне полосы пропускания [дБ/октаву]        12

частота среза [Гц]        3000

Фильтр средних частот (ФСЧ):

усиление в полосе пропускания [дБ]   0

затухание вне полосы пропускания [дБ/октаву]          6

Рис. 1. Внешний вид платы активного 3-полосного фильтра

частоты среза [Гц]       300,3000

Описание работы активного фильтра

Внешний вид платы активного 3-полосного фильтра с установлен­ными на ней элементами и электрическая схема активного 3-полосно- го фильтра показаны на Рис. 1 и Рис. 2.

Активный фильтр выполнен на четырех операционных уси­лителях, объединенных в одном корпусе интегральной микро­схемы МС3403 (DA2). На ОУ DA2.1 выполнен буферный кас­кад, предназначенный для согла­сования выходного сопротивле­ния источника полезного сигна­ла и входных сопротивлений фильтров НЧ, ВЧ и СЧ. Филь­тры НЧ и ВЧ построены по из­вестной схеме фильтра 2-го по­рядка (фильтра Баттерворта). На ОУ DA2.2 построен ФНЧ, а на ОУ DA2.3 – ФВЧ. Фильтр СЧ, выполненный на ОУ DA2.4, представляет собой суммиру- юще-вычитающее устройство аналогового сигнала, работаю­щее по алгоритму

Uch = UBx – UH4 – UB4, где UBx входное напряжение активного 3-х полосного фильтра; иНч напряжение, присутствующее на выходе фильтра НЧ; UR4 — напряжение, присутствующее на выходе фильтра ВЧ; Uc4 на­пряжение, присутствующее на выходе фильтра СЧ.
На микросхеме DA1 (LM78L05) собран стабилизатор питающего напряжения. Конденсаторы С1 и СЗ предназначены для фильтрации питающего напряжения актив­ного фильтра по входу, а С4 — по выходу. На резистивном делителе R2- R3 и конденсаторе С5 выполнена искусственная средняя точка. Она необ­ходима для организации правильного режима питания микросхемы DA2.

На контакты ХЗ и Х4 подается питающее напряжение, а на контак­ты XI и Х2 подается входной сигнал. С контактов Х5, Х6 и Х7 снима­ются отфильтрованные выходные сигналы для трактов НЧ, ВЧ и СЧ соответственно. Схема подключения активного 3-полосного фильтра показана на Рис. 3-

Рис. 3. Схема подключения активного 3-полосного фильтра

Сборка активного 3-полосного фильтра

Перед сборкой активного 3-полосного фильтра внимательно озна­комьтесь с приведенными в начале этой книги рекомендациями по монта- зку электронных схем. Это поможет избежать порчи печатной платы и от- Ьльных элементов схемы. Перечень элементов набора приведен в Табл. 1.

Таблица 1. Перечень элементов набора NM2116

Позиция

Характеристика

Наименование и/или примечание

Кол-во

С1.С4

0.1 мкФ

Конденсатор, 104 — маркировка

2

С2.С10, С11.С12, С13, С14, С15

0.47 мкФ

Конденсатор, 474 — маркировка

7

СЗ.С5

220 мкФ, 16. . 35 В

Электролитический конденсатор

2

С6.С8

1000 пФ

Конденсатор, 102 — маркировка

2

С7

0.022 пФ

Конденсатор, 223 — маркировка

1

С9

0.01 пФ

Конденсатор, 103 — маркировка

1

DA1

78L09

Микросхема

(стабилизатор напряжения)

1

DA2

LM324

Микросхема (4 ОУ), замена МС3403, LM2902

1

R1…R3

10 кОм

Коричневый, черный, оранжевый*

3

R8…R12

ЮкОм

Коричневый, черный, черный, красный, золотой* (погрешность не более 1%)

5

R4…R6

39кОм

Оранжевый, белый, оранжевый*

3

R7

75 кОм

Фиолетовый, зеленый, оранжевый*

1

 

DIP-14

Панелька для микросхемы

1

 

PLD-80

Разъем штыревой, 3×2 контактов

1

 

PLS-40

Разъем штыревой, 2×1 контактов

2

А2116

61×42 мм

Плата печатная

1

* Цветовая маркировка на резисторах.

Перед началом сборки подготовьте проволочные перемычки J1, J4 (7.5 мм) и J2, J3 (12.5 мм). Места расположения элементов на плате ак­тивного 3-полосного фильтра показаны на Рис. 4. Отформуйте выводы элементов, установите элементы на плату и припаяйте их выводы; при этом установите сначала проволочные перемычки Jl, J2, колодку под DA2, все малогабаритные, а затем и остальные элементы.

Рис. 4. Расположение элементов на плате активного 3-полосного фильтра

После сборки убедитесь в отсутствии ошибок монтажа. Особенно внимательно проверьте правильность установки микросхем и электро­литических конденсаторов. Конструкция активного 3-полосного фильтра предусматривает установку платы в корпус BOX-Z24A (в комплект набора не входит). Для этого в ней имеются монтажные от­верстия 04 и 08 мм.

Активный 3-полосный фильтр хорошо зарекомендовал себя при работе совместно с усилителями мощности NK057, NM2011, NM2011-Mosfet, NM2031, NM2032, NM2033, NM2034. Активный 3-по­лосный фильтр может быть использован и с другими, применяемыми вами, усилителями мощности.

В каталоге наборов, приведенном в этой книге, или на сайте www.masterkit.ru можно выбрать соответствующий корпус (рекомен­дуемый BOX-Z24A), источник питания, выпрямитель и стабилизатор напряжения. Необходимость в некоторых вышеперечисленных компо­нентах может отпасть, если вы решите встроить собранный модуль в корпус уже готового усилителя мощности, имеющего три независимых канала усиления.

Возникающие при сборке проблемы можно обсудить на конферен­ции сайта http: //www.masterkit.ru, а вопросы можно задать по адресу: [email protected]

Наборы NM2116 и другие наборы из каталога МАСТЕР КИТ мож­но приобрести в магазинах радиодеталей или на радиорынках.

Снова о простом активном фильтре для АС


Предлагаю обсудить тему активных фильтров для АС. Просьба высказаться тех, кто имеет практический опыт изготовления и прослушивания таких фильтров, а я покажу, что получилось у меня.

Активные фильтры, на мой взгляд, предпочтительны именно двухполосные, но для трехполосных АС. Частота раздела двухполосных АС всегда находится в области максимальной чувствительности слуха – несколько кГц т. к. пищалки не могут работать до частоты 100…500 Гц, а басовики из-за большого диаметра диффузора выходят из поршневого диапазона и на частотах 4…6 кГц работают неважно.
Широкополосники – компромисс и для них желательны костыли сверху или снизу.

Содержание / Contents

Итак, на частотах раздела порядка 2 кГц прилично работают пассивные фильтры, а при работе микросхем на этих частотах, а особенно порядка 6 кГц (раздел между СЧ и ВЧ), могут возникнуть трудности. На частотах раздела в сотни Гц обычные микросхемы в активных фильтрах работают очень хорошо.
Итак, делим звуковой диапазон на НЧ и СЧ-ВЧ на частотах 100…500 Гц, а СЧ-ВЧ делим простейшим пассивным фильтром первого порядка.Я решил повторить датагорскую схему фильтра для АС, опубликованную Вячеславом (mailoff).
Прельстила простота настройки (оказалось, мнимая), хорошее заявленное звучание ФДФ (фильтров дополнительной функции) и реализация всего на одной микросхеме.Скачать чертеж можно внизу статьи.
Как обычно, я сделал свою печатную плату под современные качественные, доступные и недорогие детали – микросхема TL074, конденсаторы полипропиленовые.
Исключён фрагмент. Полный вариант статьи доступен меценатам и полноправным членам сообщества. Читай условия доступа.
На фото собранной платы (вверху) впаяны не все зажимы – просто они закончились. Вот итоговая схема фильтров. Как производился расчет и подбор номиналов — см. дальше.
Исключён фрагмент. Полный вариант статьи доступен меценатам и полноправным членам сообщества. Читай условия доступа.
Питание +-12…15 В. На схеме не указаны конденсаторы по питанию.
Настройка по постоянному току не требуется.У меня есть динамики, которые я хочу использовать в НЧ звене, в штатных колонках был фильтр, с которым они работали до 150 Гц, при этом катушка пассивного фильтра была 7,5 мГн, конденсаторы соответствующей ёмкости. Намотать такие катушки для динамика 4 Ом проблематично, качественные неполярные конденсаторы очень большой ёмкости весьма дороги, поэтому я решил сделать активные фильтры.

Измеренная АЧХ моих динамиков

Кроме того активные фильтры незаменимы при значительной разнице в чувствительности головок, они позволяют использовать низкочувствительные НЧ динамики с высокочувствительными СЧ-ВЧ головками.
Из АЧХ головки видно, что нет смысла ловить микроны и добиваться именно 150 Гц, вполне годится 100…250 Гц.

Окончательная подстройка должна производиться при прослушивании собранных колонок и измерении с помощью микрофона. Такую подстройку проще осуществить именно активными фильтрами, в чем я и убедился при настройке фильтров.
Сначала я снял ЧХ фильтра с рекомендованными номиналами деталей, вот что получил.


АЧХ оригинальной схемы фильтра
На частоте раздела горбы, которые в сумме дают 6 дБ, что, я считаю, слишком много.
Я думал, что установки подстроечного резистора R5 (на плате предусмотрел отверстия под подстроечный и постоянный резисторы), будет достаточно для настройки. Вот что получается при уменьшении R5.

Частота раздела сдвигается вверх, горб растет. Простое увеличение R5 не решает проблему, увы. Пришлось отойти от рекомендаций первоисточника и взяться за R4. Получилось!

Неравномерность около 1 дБ. При увеличении R5 частота раздела ползёт вниз, неравномерность уменьшается. При R4=12 кОм R5=54 кОм получаем.

Практически прямая линия суммарной АЧХ, всё отлично!

Забыл сказать, что я откалибровал программу ARTA и 0 дБ – это ноль, общее усиление системы около -1 дБ (минус 13%), небольшая волнообразность ниже 40 Гц из-за примененного усилителя на К174УН14, ею можно пренебречь. Недостаток – частота раздела стала 63 Гц вместо 150. Отсюда я сделал вывод, что надо установить конденсаторы мЕньшей ёмкости, в плате я предусмотрел отверстия для них, и заново произвести настройку.

Тем не менее, результат, особенно для испытаний меня устроил. По результатам испытаний я решу, стоит ли ловить блох в 1 дБ и стоит ли сама идея активных фильтров свеч. Промежуточный результат для R4=13 кОм и R5=16 кОм .


В итоге я установил номиналы деталей, как на схеме, вот что получилось. Частота раздела в норме, но неравномерность несколько возросла.

Без настройки впаял детали в другой канал, идентичность очень неплохая. Конденсаторы перед установкой я отбирал с точностью примерно 5%, резисторы не подбирал.

Уровень сигнала в СЧ-ВЧ канале больше примерно на 0,7 дБ, при суммировании я это учитывал. Окончательное выравнивание будет в оконечных усилителях.
Повторюсь, крутизна фильтров для СЧ-ВЧ небольшая, возможно, есть смысл в добавке конденсатора последовательно с СЧ-ВЧ головками, это покажет прослушивание.

На очереди изготовление и испытания фильтров Linkwitz-Riley 4-го порядка. Количество микросхем и сложность настройки на порядок больше, но есть возможность более тонкой подгонки под конкретные АС. Если найдутся желающие повторить конструкцию, привожу плату в формате lay.
▼ Файловый сервис недоступен. Зарегистрируйтесь или авторизуйтесь на сайте. • Сделай сам простой активный фильтр для двухполосного усилителя
• Тема активных фильтров хорошо описана на сайте нашего согражданина Игоря Рогова (Audiokiller)
• LIMP Arta Software: измерение параметров Тиля-Смолла для начинающих
• LIMP — программный измеритель RCL

Сергей (Chugunov)

РФ, Москва

О себе автор ничего не сообщил.

 

Расчет активного фильтра трехполосной акустики

Создано 29.05.2006 21:50. Обновлено 26.02.2020 14:18. Автор: E. Фролов, г. Москва.

С целью снижения интермодуляционных искажений при звуковоспроизведении громкоговорители Hi-Fi систем составляют из низкочастотных, среднечастотных и высокочастотных динамических головок. Их подключают к выходам усилителей через разделительные фильтры, представляющие собой комбинации LC фильтров нижних и верхних частот.

Ниже приведена методика расчета трехполосного разделительного фильтра по наиболее распространенной схеме.

Частотная характеристика разделительного фильтра трехполосного громкоговорителя в общем виде показана на рис. 1. Здесь: N — относительный уровень напряжения на звуковых катушках головок: fN и fB — нижняя и верхняя граничные частоты воспроизводимой громкоговорителем полосы; fр1 и fр2 — частоты раздела.

Рис. 1.Частотная характеристика разделительного трехполосного акустического фильтра в общем виде

В идеальном случае выходная мощность на частотах раздела должна распределяться поровну между двумя головками. Это условие выполняется, если на частоте раздела относительный уровень напряжения, поступающего на соответствующую головку, снижается на 3 дБ по сравнению с уровнем в средней части ее рабочей полосы частот.

Частоты раздела следует выбирать вне области наибольшей чувствительности уха (1–3 кГц). При невыполнении этого условия, из-за разности фаз колебаний, излучаемых двумя головками на частоте раздела одновременно, может быть заметно «раздвоение» звука. Первая частота раздела обычно лежит в интервале частот 400–800 Гц, а вторая — 4–6 кГц. При этом низкочастотная головка будет воспроизводить частоты в диапазоне fN–fp1, среднечастотная — в диапазоне fp1–fр2 и высокочастотная — в диапазоне fр2–fB.

Один из распространенных вариантов фильтра трехполосной акустики приведен на рис. 2. Здесь: B1 — низкочастотная динамическая головка, подключенная к выходу усилителя через фильтр нижних частот L1C1; В2 — среднечастотная головка, соединенная с выходом усилителя через полосовой фильтр, образованный фильтрами верхних частот C2L3 и нижних частот L2C3. На высокочастотную головку В3 сигнал подается через фильтры верхних частот C2L3 и C4L4.

Рис. 2. Распространенный вариант принципиальной схемы фильтра трехполосной акустики

Расчет емкостей конденсаторов и индуктивностей катушек производят исходя из номинального сопротивления головок громкоговорителя. Поскольку номинальные сопротивления головок и номинальные емкости конденсаторов образуют ряды дискретных значений, а частоты раздела могут варьироваться в широких пределах, то расчет удобно производить в такой последовательности.

Задавшись номинальным сопротивлением головок, подбирают емкости конденсаторов из ряда номинальных емкостей (или суммарную емкость нескольких конденсаторов из этого ряда) такими, чтобы получившаяся частота раздела попадала в указанные выше частотные интервалы.

Тип конденсатора Емкость, мкФ
МБМ 0,6
МБГО, МВГП 1; 2; 4; 10
МБГП 15; 26
МБГО 20; 30

Емкости конденсаторов фильтров С1–С4 для различных сопротивлений головок и соответствующие значения частот раздела приведены в табл 2.

Zг,0м 4.0 4.5 5.0 6. 5 8.0 12,5 15
С1,C2, мкф 40 30 30 20 20   15
fp1, Гц 700 840 790 580 700 520
С3,С4, мкф 5 5 4 4 3 2 1,5
fр2,кГц 5,8 5,2 5 4,4 4,8 4,6 5,4

Легко видеть, что все значения емкостей могут быть либо непосредственно взяты из номинального ряда емкостей. либо получены параллельным соединением не более чем двух конденсаторов (см. табл. 1).

После того как емкости конденсаторов выбраны, определяют индуктивности катушек в миллигенри по формулам:

L1 = L3 = 225 Zr / fp1

L2 = L4 = 225 Zr/ fp2

В обеих формулах: Zг— в омах; fp1, fр2— в герцах.

Поскольку полное сопротивление головки является частотнозависимой величиной, для расчета обычно принимают указанное в паспорте головки номинальное сопротивление Zг, оно соответствует минимальному значению полного сопротивления головки в диапазоне частот выше частоты основного резонанса до верхней граничной частоты рабочей полосы.

При этом надо иметь в виду, что фактическое номинальное сопротивление различных образцов головок одного и того же типа может отличаться от паспортного значения на ±20%.

В некоторых случаях радиолюбителям приходится использовать в качестве высокочастотных головок имеющиеся динамические головки с номинальным сопротивлением, отличающимся от номинальных сопротивлений низкочастотной и высокочастотной головок.

При этом согласование сопротивлений осуществляют, подключая высокочастотную головку В3 и конденсатор С4 к различным выводам катушки L4 (рис. 2), т. е. эта катушка фильтра играет одновременно роль согласующего автотрансформатора. Катушки можно намотать на круглых деревянных, пластмассовых или картонных каркасах с щечками из гетинакса.

Нижнюю щечку следует сделать квадратной; так ее удобно крепить к основанию — гетинаксовой плате, на которой крепят конденсаторы и катушки. Плату крепят шурупами ко дну ящика громкоговорителя. Во избежание дополнительных нелинейных искажений катушки должны выполняться без сердечников из магнитных материалов.

Пример расчета трехполосного акустического фильтра

В качестве низкочастотной головки громкоговорителя используется динамическая головка 6ГД-2, номинальное сопротивление которой Zг=8 Ом. в качестве среднечастотной — 4ГД-4 с таким же значением Zг и в качестве высокочастотной — ЗГД-15, для которой Zг=6,5 Ом. Согласно табл. 2 при Zг=8 Ом и емкости С1=С2=20 мкф fp1=700 Гц, а при емкости С3=С4=3 мкф fр2=4,8 кГц. В фильтре можно применить конденсаторы МБГО со стандартными емкостями (С3 и С4 составляют из двух конденсаторов).

По приведенным выше формулам находим: L1=L3=2,56 мГ; L2=L4=0,375 мГ (для автотрансформатора L4 — это значение индуктивности между выводами 1–3).

Коэффициент трансформации автотрансформатора

На рис. 3 показана зависимость уровня напряжения на звуковых катушках головок от частоты для трехполосной системы, соответствующей примеру расчета. Амплитудно-частотные характеристики низкочастотной, среднечастотной и высокочастотной областей фильтра обозначены соответственно НЧ, СЧ и ВЧ. На частотах раздела затухание фильтра равно 3,5 дБ (при рекомендуемом затухании 3 дБ).

Рис. 3. Зависимость уровня напряжения на звуковых катушках головок от частоты для трехполосной системы

Отклонение объясняется отличием полных сопротивлений головок и емкостей конденсаторов от заданных (номинальных) значений и индуктивностей катушек от полученных расчетом. Крутизна спада кривых НЧ и СЧ составляет 9 дБ на октаву и кривой ВЧ — 11 дБ на октаву. Кривая ВЧ соответствует несогласованному включению громкоговорителя 1 ГД-3 (в точки 1–3). Как видно, в этом случае фильтр вносит дополнительные частотные искажения.

Примечание от авторов:

В приводимой методике расчета принято, что среднее звуковое давление при одной и той же подводимой электрической мощности для всех головок имеет примерно одинаковое значение.

Вели же звуковое давление, создаваемое какой-либо головкой, заметно больше, то для выравнивания частотной характеристики громкоговорителя по звуковому давлению эту головку рекомендуется подключать к фильтрц трехполосной акустики через делитель напряжения, входное сопротивление которого должно быть равно принятому при расчете номинальному сопротивлению головок.

Источник: РАДИО N 9, 1977 г., с.37–38 E. ФРОЛОВ, г. Москва

 

Активный трехполосный фильтр схема — Знай свой компьютер

Первый раз эту схему я собирал лет 10 назад, нужно было раскачать колонки Радиотехника S90 не очень мощным самодельным усилителем (Ватт 25-30 навскидку), цель — узнать на что вообще способны эти колонки.

Но мощности усилителя явно не хватало. И в одной интересной книжке я набрел на схему этого фильтра. Решил попробовать раскачать S90 двухполосным усилителем.

Одно из преимуществ заключается в том, что при перегрузке низкочастотного канала, его искажения хорошо маскируются СЧ-ВЧ звеном, следовательно максимальная неискаженная мощность на слух становится заметно больше.
В итоге мне удалось раскачать одну колонку так, что шифер на гараже стал трещать.

Содержание / Contents

↑ Схема

↑ Плата

Входной сигнал подан на неинвертирующий вход операционного усилителя МС1, который выполняет функции активного фильтра низких частот с крутизной спада частотной характеристики 18 дБ/октаву, и на неинвертирующий вход операционного усилителя МС2, который выполняет функции дифференциального усилителя с коэффициентом передачи по напряжению Ku=1.

На инвертирующий вход МС2 подан сигнал с выхода фильтра низких частот МС1. В дифференциальном усилителе МС2 из спектра входного сигнала вычитается его низкочастотная часть, и на выходе МС2 появляется только высокочастотная часть входного сигнала.

Таким образом, требуется лишь обеспечить заданную частоту среза фильтра низких частот, которая и будет частотой разделения. Значения элементов фильтра находятся из соотношений C1 = C2 = C3; R1=R4; R5=R1/6,8; R1C1=0,4/Fp, где Fр – частота разделения.

R1 я брал 22 кОм, а дальше все рассчитывается по формулам в зависимости от требуемой частоты разделения.
В качестве операционных усилителей пробовал К157УД2 (сдвоенный ОУ – 2 корпуса) и К1401УД2 (счетверенный ОУ – печатка под него), оба показали хорошие результаты.
Конечно, можно применить любой счетверенный импортный ОУ.

↑ Источник

Книга «Высококачественный усилитель низкой частоты», Г. Л. Левинзон, А.В. Логинов, 1977 год

↑ Файлы

Здравствуй, читатель! Меня зовут Игорь, мне 45, я сибиряк и заядлый электронщик-любитель. Я придумал, создал и содержу этот замечательный сайт с 2006 года.
Уже более 10 лет наш журнал существует только на мои средства.


Спасибо за внимание!
Игорь Котов, учредитель журнала «Датагор»

Многополосные акустические системы обеспечивают высокое качество звучания благодаря тому, что каждый громкоговоритель специально предназначен для воспроизведения определённой полосы частот и соответственно оптимизирован. Чаще всего в многополосных акустических системах звуковой спектр разделяется на две или три полосы. Для обеспечения горизонтальной результирующей АЧХ полосы частот, воспроизводимых каждым динамиком, должны перекрываться плавно, дополняя друг друга. Рассогласование между уровнями звукового давления по полосам и расширение зоны совместного действия динамиков приводят к искажениям АЧХ. Поэтому для правильного выбора важно знать зависимость звукового давления от частоты раздела между полосами (рис.1). Верхняя кривая соответствует розовому шуму, нижняя – современной музыке :

Например, для трехполосной системы мощностью 100 Вт с частотами раздела 400 Гц и 3 кГц мощность распределится следующим образом (при одинаковой чувствительности динамиков)

* НЧ-канал – 50 Вт
* СЧ-канал – 35 Вт
* ВЧ-канал – 15

Для разделения полос можно использовать как пассивные, так и активные фильтры, но в настоящее время активные фильтры обходятся значительно дешевле высококачественных пассивных, в которых применяются катушки индуктивности без сердечника и неэлектролитические конденсаторы. Кроме того, у активных фильтров отсутствуют основные недостатки пассивных :

* потери мощности
* увеличение выходного сопротивления (со стороны динамика) и связанное с этим ухудшение демпфирования
* сложность расчета и настройки из-за частотной зависимости импеданса динамиков, необходимость применения компенсаторов
* Цобеля-Буше

Однако активные фильтры можно использовать только с отдельными усилителями для каждой полосы частот, при этом удобно использовать монолитные интегральные усилители. В ряде случаев сложные фильтры не требуются и для разделения полос достаточно использовать простейшие RC-цепочки с крутизной спада АЧХ 6 дБ/октава. Прекрасные результаты достигаются благодаря тому, что такой фильтр свободен от фазовых и переходных искажений. Однако невысокое затухание простейших RC-фильтров требует применения динамиков, способных работать без искажений и за пределами полосы пропускания фильтра.

Изящное и не менее эффективное решение – фильтрующий усилитель (Power Filter)- предложено фирмой SGS-THOMSON. Предложенная схема объединяет усилитель мощности и фильтр второго (12 дБ/октава) или третьего порядка (18 дБ/октава). Работа схемы основана на том, что на сигнальном входе и входе обратной связи усилителя присутствуют два одинаковых синфазных напряжения, что и требуется для работы активного фильтра. Сопротивление со стороны входа ООС при этом обычно порядка 100 Ом, со стороны сигнального – очень высокое, что также способствует правильной работе схемы. Схемотехнически они подобны фильтрам Саллена – Ки. На рис.2 приведена схема фильтрующего усилителя ВЧ с частотой среза 900 Гц, реализующего фильтр Бесселя 3-го порядка.

На рис.3 приведена схема трёхполосной активной акустической системы, построенной по предложенному принципу. Использованы фильтры Баттерворта 2-го порядка с частотами раздела 300 Гц и 3 кГц. СЧ-звено состоит из двух последовательно включенных фильтров ВЧ (R10R11C10C11) и НЧ (R12R13C12C13). В НЧ-звене использована косвенная разгрузка по току. Сигнал раскачки выходных транзисторов снимается с резисторов в цепи питания усилителя. При напряжении питания 36 В выходная мощность канала НЧ 25 Вт при КНИ=0,06% и 30 Вт при КНИ=0.5%.

Коэффициент усиления СЧ и ВЧ каналов выбран в соответствии с чувствительностью и импедансом распространенных динамических головок (чувствительность СЧ и ВЧ головок обычно на 3. 4 дБ выше, чем НЧ). При необходимости настроить чувствительность полосовых усилителей можно регулировкой цепей ООС (R6, R15 и R22). Для предотвращения самовозбуждения не следует устанавливать усиление меньше 20 дБ, т.е. сопротивление этих резисторов не должно быть меньше 1 кОм. Как показала практика повторения этой схемы, сопротивление резисторов-датчиков тока R7 и R8 можно довести до 2,2 Ом. В результате за счет перераспределения мощности в сторону транзисторов несколько снижается нагрев микросхемы при больших уровнях сигнала.

Электролитические конденсаторы должны иметь рабочее напряжение не ниже 50В. Мощность роезисторов компенсирующих цепочек должна быть 2 Вт.Защитные диоды VD1-VD6 – любые кремниевые с допустимым обратным напряжением не менее 50В и прямым током не менее 1А, например КД243. Выходные транзисторы VT1 и VT2 можно заменить традиционной комплементарной парой КТ816/817 или КТ818/819. Можно также использовать более современную пару КТ864/865. Транзисторы должны быть с одинаковыми буквенными индексами. Взамен TDA2030A можно использовать функциональный аналог отечественного производства – К174УН19А (коэффициент гармоник при этом возрастет до 0.1. 0.5%). При использовании этой микросхемы для повышения надёжности напряжение питания следует снизить до 30. 32 В, что практически не скажется на выходной мощности. При монтаже необходимо учитывать, что корпус микросхемы соединён с выводом 3.

Для дальнейшего улучшения качества звучания стоит оказаться от оксидных разделительных конденсаторов большой емкости на выходе усилителя и перейти к двухполярному питанию. Вариант схемы для этого случая приведен на следующем рисунке. Конденсаторы C1,C4,C14,C21 лучше использовать неполярные. Остальные рекомендации по замене деталей м монтажу остаются в силе.

Возможны два основных варианта конструктивного оформления. В первом варианте полосовые усилители встраиваются в АС и используется отдельный предусилитель. При входном сопротивлении АС всего 600 Ом характеристики соединительного кабеля влиять на сигнал не будут. А вот предусилитель требуется с достаточно мощным выходом, способный работать на нагрузку сопротивлением 600 Ом. Его можно выполнить на ОУ с «параллельным» выходным каскадом или на мощном ОУ К157УД1.

Для подключения активной АС в этом варианте пригоден любой экранированный кабель или даже витая пара без экрана,если длина будет до 2-3 м. Не следует только прокладывать сигнальный и силовой кабели рядом и параллельно.

Во втором варианте используются пассивные АС и полный трехполосный усилитель. Недостаток состоит в том, что к каждой АС придется прокладывать три пары проводов. В этом варианте можно увеличить входные сопротивления полосовых усилителей до 10 кОм, что позволит использовать распространенные схемы предусилителей.

Нестабилизированное напряжение питания для двухполярного варианта +-18 вольт при токе нагрузки не менее 2А (на канал). Трансформатор должен давать напряжения 2х16.5 вольт (обмотка с отводом от середины). Фильтр выпрямителя – минимум 2х22000мкф при общем блоке питания для всех усилителей и 2х10000 мкф – при отдельных для каждого канала.

Можно установить отдельный БП в каждой АС или использовать общий блок питания, а развести постоянное напряжение. Такой вариант тоже годится, но емкости фильтра придется разделить на две части и одну из них установить в АС, чтобы исключить влияние сопротивления проводов питания.

Опыт повторения, отзывы, пояснения

Вопросов по этим конструкциям было немало, в основном от начинающих радиолюбителей. После долгих раздумий я решил выложить фрагменты переписки по этой теме «как есть», потому что за «высоким штилем» многое потеряется.

В: поставил КТ825/827, мощность что с выхода микросхемы, что с транзисторов. При этом радиатор микросхемы раскалился как собака, а транзисторы и без радиатора остались холодными.

О: Иначе быть и не могло. Пара 818/819 – обычные транзисторы, а 825/827 – составные (транзисторы Дарлингтона). Напряжение открывания (база-эмиттер) у них вдвое больше (порядка 1,3В). Поэтому они вообще не открываются в данной схеме. Сопротивление резисторов в цепях питания микросхемы нужно увеличить приблизительно в 2-2,5 раза, и подбирать их. Транзисторы должны открываться при номинальной нагрузке 4 Ом и амплитуде выходного напряжения около 10-12 вольт.

В: В этой схеме сигнал с выхода микросхемы подается прямиком на динамик, а переход база-эмитттер буквально закорочен резистором 2 Ом, поэтому непонятно зачем там вообще транзисторы?

О: Так этот резистор и является связующим звеном. Ток выходного каскада микросхемы, протекая через резисторы, создает на них падение напряжения. которое и открывает дополнительные транзисторы. Коллекторы транзисторов соединены с выходом микросхемы, чтобы работать параллельно с ее выходным каскадом. Кроме того, при этом не требуется отдельная цепь ООС для транзисторов. Это т.н. включение с косвенной разгрузкой выходного каскада. Подробно работа таких каскадов описана у Горовица и Хилла.

Питер Латски обращает внимание, что в большинстве кроссоверов (разделительных фильтров для многополосных акустических систем) на частоте раздела НЧ/ВЧ наблюдается значительный (обычно от 45 до 90 электрических градусов в зависимости от порядка фильтров) фазовый сдвиг между напряжениями на НЧ и ВЧ выходах. Это приводит к существенным нарушениям целостности звуковой картины на средних частотах (ответственных за передачу голоса и основной части спектра большинства музыкальных инструментов), поскольку один и тот же сигнал излучается дважды: ВЧ звеном и НЧ звеном с большей или меньшей временной задержкой.

Условие, необходимое для идеальной звукопередачи, — постоянство характеристики группового времени задержки (ГВЗ). Т. е. линейная фазовая характеристика принципиально может быть получена только при использовании в кроссовере: ФНЧ Бесселя и всепропускающего (фазокорректирующего) фильтра Делияниса.

ФВЧ для формирования АЧХ для ВЧ звена вообще не могут быть применены. Ведь они формируют фазовое опережение, принципиально не стыкующееся, каким бы оно ни было, с фазовым запаздыванием ФНЧ и фазокорредтора Делияниса.

В фазолинейном активном кроссовере Питера Ласки (рис. 1.19) формирование сигнала для НЧ звена (выход Low) выполняет ФНЧ Бесселя четвертого порядка (ОУ А4, А5). На ОУ А2 выполнен фазокорректор Делияниса второго порядка, который имеет линейную АЧХ, но такую же ФЧХ и ГВЗ, что и ФНЧ Бесселя четвертого порядка.

Дифференциальный усилитель на ОУ АЗ вычитает из сигнала на выходе АЗ сигнал на выходе ФНЧ и таким образом формирует сигнал сопряженного с последним по частоте раздела ФВЧ (выход High), подаваемый на ВЧ звено акустической системы. При этом фазы напряжений на обоих выходах практически совпадают, что обеспечивает точную передачу пространственной звуковой картины.

С показанными на схеме номиналами элементов кроссовер применяется для акустической системы из электростатического ВЧ звена и изобарического («компрессионного») НЧ динамика. Частота раздела НЧ/ВЧ может быть легко скорректирована для других динамиков одновременным изменением емкости конденсаторов С21, С22, С41, С42, С51 и С52.

Рис. 1.19. Схема фазолинейного активного кроссовера

Рекомендуемые размеры ящика для разных динамиков

Активный трехполосный фильтр на базе nm2116

Активный трехполосный фильтр на базе NM2116

Юрий Садиков
г. Москва

 

В статье приведены результаты работ по созданию устройства, представляющего собой комплект активных фильтров для построения высококачественных трехполосных усилителей низкой частоты классов HiFi и HiEnd.

В процессе предварительных исследований суммарной АЧХ трехполосного усилителя, построенного с использованием трех активных фильтров второго порядка, выяснилось, что эта характеристика при любых частотах стыков фильтров обладает весьма высокой неравномерностью. При этом она весьма критична к точности настройки фильтров. Даже при небольшом рассогласовании неравномерность суммарной АЧХ может составить 10…15 дБ!

МАСТЕР КИТ выпускает набор NM2116, из которого можно собрать комплект фильтров, построенный на базе двух фильтров и вычитающего сумматора, не имеющий вышеперечисленных недостатков. Разработанное устройство малочувствительно к параметрам частот среза отдельных фильтров и при этом обеспечивает высоколинейную суммарную АЧХ.

 

Основными элементами современной высококачественной звуковоспроизводящей аппаратуры являются акустические системы (АС).

Самыми простыми и дешевыми являются однополосные АС, имеющие в своем составе один громкоговоритель. Такие акустические системы не способны с высоким качеством работать в широком диапазоне частот в силу использования одного громкоговорителя (головка громкоговорителя — ГГ). При воспроизведении разных частот к ГГ предъявляются различные требования. На низких частотах (НЧ) динамик должен обладать большим и жестким диффузором, низкой резонансной частотой и иметь большой ход (для прокачки большого объема воздуха). А на высоких частотах (ВЧ) наоборот – необходим небольшой легкий но твердый диффузор с малым ходом. Все эти характеристики совместить в одном громкоговорителе практически невозможно (несмотря на многочисленные попытки), поэтому одиночный громкоговоритель имеет высокую частотную неравномерность. Кроме этого в широкополосных громкоговорителях существует эффект интермодуляции, который проявляется в модуляции высокочастотных компонент звукового сигнала низкочастотными. В результате звуковая картина нарушается. Традиционным решением этой проблемы является разделение воспроизводимого диапазона частот на поддиапазоны и построение акустических систем на базе нескольких динамиков на каждый выбранный частотный поддиапазон.

 

Пассивные и активные разделительные электрические фильтры

Для снижения уровня интермодуляционных искажений перед громкоговорителями устанавливаются электрические разделительные фильтры. Эти фильтры также выполняют функцию распределения энергии звукового сигнала между ГГ. Их рассчитывают на определенную частоту разделения, за пределами которой фильтр обеспечивает выбранную величину затухания, выражаемую в децибелах на октаву. Крутизна затухания разделительного фильтра зависит от схемы его построения. Фильтр первого порядка обеспечивазатухание 6 дБ/окт, второго порядка — 12 дБ/окт, а третьего порядка — 18 дБ/окт. Чаще всего в АС используются фильтры второго порядка. Фильтры более высоких порядков применяются в АС редко из-за сложной реализации точных значений элементов и отсутствия потребности иметь более высокие значения крутизны затухания.

Частота разделения фильтров зависит от параметров применяемых ГГ и от свойств слуха. Наилучший выбор частоты разделения — при котором каждый ГГ АС работает в пределах области поршневого действия диффузора. Однако при этом АС должна иметь много частот разделения (соответственно ГГ), что значительно увеличивает ее стоимость. Технически обосновано, что для качественного звуковоспроизведения достаточно применять трехполосное разделение частот. Однако на практике существуют 4-х, 5-и и даже 6-и полосные акустические системы. Первую (низкую) частоту разделения выбирают в диапазоне 200…400 Гц, а вторую (среднюю) частоту разделения в диапазоне 2500…4000 Гц.

Традиционно фильтры изготавливаются с применением пассивных L, C, R элементов, и устанавливаются непосредственно на выходе оконечного усилителя мощности (УМ) в корпусе АС, согласно рис.1.

 

 Рис.1. Традиционное исполнение АС.

 

Однако у подобного исполнения существует ряд недостатков. Во первых, для обеспечения необходимых частот среза приходится работать с достаточно большими индуктивностями, поскольку необходимо выполнить одновременно два условия – обеспечить необходимую частоту среза и обеспечить согласование фильтра с ГГ (иными словами нельзя уменьшить индуктивность за счет увеличения емкости, входящей в состав фильтра). Намотку катушек индуктивности желательно производить на каркасах без применения ферромагнетиков из-за существенной нелинейности их кривой намагниченности. Соответственно, воздушные катушки индуктивности получаются достаточно громоздкими. Кроме всего существует погрешность намотки, которая не позволяет обеспечить точно рассчитанную частоту среза.

Провод, которым ведется намотка катушек, обладает конечным омическим сопротивлением, что в свою очередь, приводит к уменьшению КПД системы в целом и преобразованием части полезной мощности УМ в тепло. Особенно заметно это проявляется в автомобильных усилителях, где питающее напряжение ограничено 12 В. Поэтому для построения автомобильных стереосистем часто применяют ГГ пониженного сопротивления обмотки (~2…4 Ом). В такой системе введение дополнительного сопротивления фильтра порядка 0,5 Ом может привести к уменьшению выходной мощности на 30%…40%.

При проектировании высококачественного усилителя мощности стараются свести к минимуму его выходное сопротивление для увеличения степени демпфирования ГГ. Применение пассивных фильтров заметно снижает степень демпфирования ГГ, поскольку последовательно с выходом усилителя подключается дополнительное реактивное сопротивление фильтра. Для слушателя это проявляется в появлении «бубнящих» басов.

Эффективным решением является использование не пассивных, а активных электронных фильтров, в которых все перечисленные недостатки отсутствуют. В отличие от пассивных фильтров, активные фильтры устанавливается до УМ как показано на рис.2.

 

Рис.2. Построение звуковоспроизводящего тракта с использованием активных фильтров.

 

Активные фильтры представляют собой RC фильтры на операционных усилителях (ОУ). Несложно построить активные фильтры звуковых частот любого порядка и с любой частотой среза. Расчет подобных фильтров производится по табличным коэффициентам с заранее выбранным типом фильтра, необходимым порядком и частотой среза.

Использование современных электронных компонентов позволяет изготавливать фильтры, обладающие минимальными значениями уровней собственных шумов, малым энергопотреблением, габаритами и простотой исполнения/повторения. В результате, использование активных фильтров приводит к увеличению степени демпфирования ГГ, снижает потери мощности, уменьшает искажения и увеличивает КПД звуковоспроизводящего тракта в целом.

К недостаткам такой архитектуры относится необходимость использования нескольких усилителей мощности и нескольких пар проводов для подключения акустических систем. Однако в настоящее время это не является критичным. Уровень современных технологий значительно снизил цену и размеры УМ. Кроме того, появилось достаточно много мощных усилителей в интегральном исполнении с отличными характеристиками, даже для профессионального применения. На сегодняшний день существует ряд ИМС с несколькими УМ в одном корпусе (фирма Panasonic выпускает ИМС RCN311W64A-P с 6-ю усилителями мощности специально для построения трехполосных стереосистем). Кроме того УМ можно расположить внутри АС и использовать короткие провода большого сечения для подключения динамиков, а входной сигнал подать по тонкому экранированному кабелю. Однако, если даже не удается установить УМ внутри АС, применение многожильных соединительных кабелей не представляет собой сложную проблему.

 

Моделирование и выбор оптимальной структуры активных фильтров

При построении блока активных фильтров было решено использовать структуру состоящую из фильтра высокой частоты (ФВЧ), фильтра средней частоты (полосовой фильтр, ФСЧ) и фильтра низкой частоты (ФНЧ).

Это схемотехническое решение было практически реализовано. Был построен блок активных фильтров НЧ, ВЧ и ПФ. В качестве модели трехполосной АС был выбран трехканальный сумматор, обеспечивающий суммирование частотных компонент, согласно рис.3.

 

Рис.3. Модель трехканальной АС с набором активных фильтров и ФСЧ на ПФ.

 

При снятии АЧХ такой системы, при оптимально подобранных частотах среза, ожидалось получить линейную зависимость. Но результаты оказались далеки от предполагаемых. В точках сопряжения характеристик фильтров наблюдались провалы/выбросы в зависимости от соотношения частот среза соседних фильтров. В итоге подбором значений частот среза не удалось привести проходную АЧХ системы к линейному виду. Нелинейность проходной характеристики свидетельствует о наличии частотных искажений в воспроизводимом музыкальном оформлении. Результаты эксперимента представлены на рис.4, рис.5 и рис.6. Рис.4 иллюстрирует сопряжение ФНЧ и ФВЧ по стандартному уровню 0.707. Как видно из рисунка в точке сопряжения результирующая АЧХ (показана красным цветом) имеет существенный провал. При раздвижении характеристик глубина и ширина провала увеличивается, соответственно. Рис.5 иллюстрирует сопряжение ФНЧ и ФВЧ по уровню 0.93 (сдвижка частотных характеристик фильтров). Эта зависимость иллюстрирует минимально достижимую неравномерность проходной АЧХ, путем подбора частот среза фильтров. Как видно из рисунка, зависимость явно не линейна. При этом частоты среза фильтров можно считать оптимальными для данной системы. При дальнейшем сдвиге частотных характеристик фильтров (сопряжение по уровню 0.97) наблюдается появление выброса в проходной АЧХ в точке стыка характеристик фильтров. Подобная ситуация показана на рис.6.

 

Рис.4. АЧХ ФНЧ (черный), АЧХ ФВЧ (черный) и проходная АЧХ (красный), согласование по уровню 0.707.

 

Рис.5. АЧХ ФНЧ (черный), АЧХ ФВЧ (черный) и проходная АЧХ (красный), согласование по уровню 0.93.

 

Рис.6. АЧХ ФНЧ (черный), АЧХ ФВЧ (черный) и проходная АЧХ (красный), согласование по уровню 0.97 и появление выброса.

 

Основной причиной нелинейности проходной АЧХ является наличие фазовых искажений на границах частот среза фильтров.

Решить подобную проблему позволяет построение среднечастотного фильтра не в виде полосового фильтра, а с использованием вычитающего сумматора на ОУ. Характеристика такого ФСЧ формируется в соответствии с формулой: Uсч = Uвх – Uнч — Uвч

Структура такой системы представлена на рис.7.

 

Рис.7. Модель трехканальной АС с набором активных фильтров и ФСЧ на вычитающем сумматоре.

 

При таком способе формирования канала средних частот пропадает необходимость в точной настройке соседних частот среза фильтров, т.к. среднечастотный сигнал формируется вычитанием из полного сигнала сигналов фильтров высоких и низких частот. Кроме обеспечения взаимодополняющих АЧХ, у фильтров получаются так же и комплементарные ФЧХ, что гарантирует отсутствие выбросов и провалов в суммарной АЧХ всей системы.

АЧХ среднечастотного звена с частотами среза Fср1 = 300 Гц и Fср2 = 3000 Гц приведена на рис. 8. По спаду АЧХ обеспечивается затухание не более 6 дБ/окт, что, как показывает практика, вполне достаточно для практической реализации ФСЧ и получения качественного звучания СЧ ГГ.

 

Рис.8. АЧХ фильтра средних частот.

 

Проходной коэффициент передачи такой системы с ФНЧ, ФВЧ и ФСЧ на вычитающем сумматоре получается линейным во всем диапазоне частот 20 Гц…20 кГц, согласно рис. 9. Полностью отсутствуют амплитудные и фазовые искажения, что обеспечивает кристальную чистоту воспроизводимого звукового сигнала.

 

Рис.9. АЧХ системы фильтров с ФСЧ на вычитающем сумматоре.

 

К недостаткам подобного решения можно отнести жесткие требования к точности номиналов резисторов R1, R2, R3 (согласно рис.10, на котором представлена электрическая схема вычитающего сумматора) обеспечивающих балансировку сумматора. Эти резисторы должны использоваться с допусками на точность не более 1%. Однако при возникновении проблем с приобретением таких резисторов потребуется сбалансировать сумматор используя вместо R1, R2 подстроечные резисторы.

Балансировка сумматора выполняется по следующей методике. Сначала на вход системы фильтров необходимо подать низкочастотное колебание с частотой, намного ниже частоты среза ФНЧ, например 100 Гц. Изменяя значение R1 необходимо установить минимальный уровень сигнала на выходе сумматора. Затем на вход системы фильтров подается колебание с частотой заведомо большей частоты среза ФВЧ, например 15 кГц. Изменяя значение R2 опять устанавливают минимальный уровень сигнала на выходе сумматора. Настройка закончена.

 

Рис.10. Схема вычитающего сумматора.

 

Методика расчета активных ФНЧ и ФВЧ

Радиолюбители сами могут рассчитать ФНЧ и ФВЧ на необходимую частоту среза, используя следующие выкладки.

Как показывает теория для фильтрации частот звукового диапазона необходимо применять фильтры Баттерворта не более второго или третьего порядка, обеспечивающие минимальную неравномерность в полосе пропускания.

Схема ФНЧ второго порядка представлена на рис. 11. Его расчет производится по формуле:

где a1=1.4142 и b1=1.0 — табличные коэффициенты, а С1 и С2 выбираются из соотношения C2/C1 больше равно 4xb1/a12, причем не следует выбирать отношение C2/C1 много большим правой части неравенства.

 

Рис.11. Схема ФНЧ Баттерворта 2-го порядка.

 

Схема ФВЧ второго порядка представлена на рис. 12. Его расчет производится по формулам:

 

где C=C1=C2 (задаются перед расчетом), а a1=1.4142 и b1=1.0 — те же табличные коэффициенты.

 

Рис.12. Схема ФВЧ Баттерворта 2-го порядка.

 

Специалисты МАСТЕР КИТ разработали и исследовали характеристики такого блока фильтров, обладающего максимальной функциональностью и минимальными габаритами, что является существенным при применении устройства в быту. Использование современной элементной базы позволило обеспечить максимальное качество разработке.

 

Технические характеристики блока фильтров


  Напряжение питания, В

  12…30

  Ток потребления, мА

  10

     НЧ фильтр
  Усиление в полосе пропускания, дБ 
  Затухание вне полосы пропускания, дБ/окт   
  Частота среза, Гц

  0 
  12


  300

     ВЧ фильтр 
  Усиление в полосе пропускания, дБ 
  Затухание вне полосы пропускания, дБ/окт 
  Частота среза, Гц

  0 
  12


  3000

     СЧ фильтр (полосовой) 
  Усиление в полосе пропускания, дБ 
  Затухание вне полосы пропускания, дБ/окт
  Частоты среза, Гц

  0
  6 


  300, 3000  

  Размеры печатной платы, мм

  61×42

 

Принципиальная электрическая схема активного фильтра показана на рис.13. Перечень элементов фильтра приведен в таблице.

Фильтр выполнен на четырех операционных усилителях. ОУ объединены в одном корпусе ИМС MC3403 (DA2). На DA1 (LM78L09) собран стабилизатор питающего напряжения с соответствующими фильтрующими емкостями: С1, С3 по входу и С4 по выходу. На резистивном делителе R2, R3 и конденсаторе С5 выполнена искусственная средняя точка.

На ОУ DA2.1 выполнен буферный каскад сопряжения выходного и входных сопротивлений источника сигнала и фильтров НЧ, ВЧ и СЧ. На ОУ DA2.2 собран фильтр НЧ, на ОУ DA2.3 — фильтр ВЧ. ОУ DA2.4 выполняет функцию формирователя полосового СЧ фильтра.

На контакты X3 и X4 подается напряжение питания, на контакты X1, X2 — входной сигнал. С контактов X5, X9 снимается отфильтрованный выходной сигнал для тракта НЧ; с X6, X8 – ВЧ и с X7, X10 – СЧ трактов соответственно.

Рис.13. Схема электрическая принципиальная активного трехполосного фильтра

 

Перечень элементов активного трехполосного фильтра


  Позиция

  Наименование  

  Примечание

  Кол.  

  С1, С4

  0,1 мкФ

  Обозначение 104

  2

  C2, С10, C11, C12, C13, C14, C15  

  0,47 мкФ

  Обозначение 474

  7

  С3, C5

  220 мкФ/16 В

  Замена 220 мкФ/25 В  

  2

  С6, C8

  1000 пФ

  Обозначение 102

  2

  С7

  22 нФ

  Обозначение 223

  1

  С9

  10 нФ

  Обозначение 103

  1

  DA1

  78L09

 

  1

  DA1

  MC3403

  Замена LM324, LM2902  

  1

  R1…R3

  10 кОм

 

  3

  R8…R12

  10 кОм

  Допуск не более 1%*

  5

  R4…R6

  39 кОм

 

  3

  R7

  75 кОм

  —

  1

  Колодка DIP-14

 

 

  1

  Штыревой разъем

 

  2-х контактный

  2

  Штыревой разъем

 

  3-х контактный

  2

 

Внешний вид фильтра показан на рис.14, печатная плата – на рис.15, расположение элементов – на рис.16.

Конструктивно фильтр выполнен на печатной плате из фольгированного стеклотекстолита. Конструкция предусматривает установку платы в стандартный корпус BOX-Z24A, для этого предусмотрены монтажные отверстия по краям платы диаметром 4 и 8 мм. Плата в корпусе крепится двумя винтами-саморезами.

 

Рис.14. Внешний вид активного фильтра.

 

Рис.15. Печатная плата активного фильтра.

 

Рис.16. Расположение элементов на печатной плате активного фильтра.

 

Материал опубликован в журнале Радиосхема 2007`06.

Поделитесь с Вашими друзьями:

Пассивные фильтра 2 порядка для ас. Активный трехполосный фильтр на базе NM2116

Расчет кроссовера для акустики, как известно, очень важная операция. На свете не существует идеальных акустических систем, способных воспроизводить частотный диапазон полностью.
И тогда на помощь приходят отдельные участки спектра динамиков. К примеру, если надо воспроизводить НЧ, применяют сабвуфер, а чтобы воспроизвести ВЧ, устанавливают мидбасы.
Когда все эти динамики вместе взятые начинают играть, то может произойти путаница перед поступлением на тот или иной излучатель. По этой причине и необходим бывает активный или пассивный кроссовер для акустики.
В этой статье мы узнаем, для чего нужен расчет фильтра, рассмотрим пассивные кроссоверы, узнаем как они строятся на катушках индуктивности и конденсаторах.

Расчет кроссовера


Чтобы подключить 2-полосную(см.) или другую акустику с большим количеством полос к 1 каналу усилителя или ГУ, нужно некое отдельное устройство, разделяющее сигнал. При этом оно должно выделять для каждой полосы свои частоты. Именно такие устройства и называются фильтрами или кроссоверами.

Примечание. В комплекте с компонентной акустикой, как правило, уже идет пассивный кроссовер. Его готовил производитель и он рассчитан уже изначально.

Но что делать, если нужно разделить частоты по иной схеме (к примеру, если комплект акустики собран из отдельных компонентов)?
В этом случае речь идет о расчете кроссовера.Отметим сразу, что рассчитать кроссовер совершенно не сложно и даже можно самостоятельно изготовить его.


Ниже приводится инструкция о том, как рассчитать кроссовер:

  • Скачиваем специальную программу. Это может быть Crossover Elements Calculator на компьютер;
  • Вводим сопротивления низкочастотного и высокочастотного динамиков. Сопротивление – это номинальное значение сопротивления акустики, выражаемое в Ом. Как правило, средним значением является 4 Ом;
  • Вводим частоту раздела кроссовера. Здесь полезно будет знать, что частоту надо вводить в Гц, но ни в коем случае не в кГц.

Примечание. Если кроссовер второго порядка, то надо еще ввести тип кроссовера.

  • Получить ожидаемый результат можно, нажав на кнопку расчета.

Кроме того, надо знать следующее:

  • Емкость конденсаторов, а вернее их значение вводится в Фарадах;
  • Индуктивность рассчитывается в Генри (mH).

Схема расчета фильтра выглядит примерно так:


Фильтры разного порядка

Чтобы ясно понимать схему расчета кроссовера(см.), нужно понимать разницу между фильтрами разного порядка. Об этом и пойдет речь ниже.

Примечание. Существуют несколько порядков кроссовера. В данном случае порядок означает параметр кроссовера, который характеризует его способность ослаблять не нужные частотные сигналы.

Первый порядок

Схема 2-х полосного кроссовера этого порядка выглядит следующим образом:


По схеме видно, что ФНЧ или фильтр низких частот построен на катушке индуктивности, а фильтр высоких частот – на конденсаторе.

Примечание. Такой выбор компонентов не случаен, так как сопротивление катушки индуктивности повышается прямо пропорционально увеличению частоты. А вот что касается конденсатора, то здесь обратно пропорционально. Получается, что такая катушка отлично пропускает НЧ, а конденсатор отвечает за пропуск ВЧ. Все просто и оригинально.


Следует также знать, что кроссоверы первого порядка, а вернее их номинал, зависит от выбранной частоты разделения и величины сопротивления колонки. Проектируя ФНЧ, надо в первую очередь обратить внимание на частоту среза НЧ и СЧ динамиков(см.).
А вот проектируя ФВЧ, надо аналогичным образом поступить уже с ВЧ.

Пассивный кроссовер


Наиболее доступной на сегодня считается именно пассивная фильтрация, так как она сравнительно проста в реализации. С другой стороны, не все так просто.
Речь идет о следующих недостатках:

  • Согласовать параметры и значение фильтров с характеристиками излучателей колонок очень сложная штука;
  • В процессе эксплуатации может наблюдаться нестабильность параметров . К примеру, если повысится сопротивление звуковой катушки при нагреве. В связи с этим значительно ухудшится достигнутое в процессе разработки согласование;
  • Фильтр, обладая внутренним сопротивлением, забирает некоторую часть выходной мощности усилителя. Одновременно с этим ухудшается демпфирование, а это сказывается на качестве звучания и четкости передачи нижнего регистра.


Как известно, на сегодняшний день самыми распространенными акустическими системами считаются 2-х компонентные варианты.
В них фильтр разделяет звуковой сигнал на два диапазона:

  • Первый диапазон предназначается исключительно для низких и средних частот. В данном случае используется кроссовер для нижних частот или ФНЧ;
  • Второй диапазон предназначен для ВЧ. Здесь уже используется другой фильтр ФВЧ.

Примечание. Вариантов реализации фильтра может б

Фазовый отклик в активных фильтрах

Введение

В первой статье этой серии, 1 , я исследовал взаимосвязь фазы фильтра с топологией реализации фильтра. Во второй статье, 2 , я исследовал фазовый сдвиг передаточной функции фильтра для низких и высоких частот. В этой статье основное внимание будет уделено полосе пропускания. Хотя фильтры предназначены в первую очередь для их амплитудной характеристики, фазовая характеристика может быть важной в некоторых приложениях.

Для целей обзора передаточная функция активного фильтра фактически представляет собой каскад передаточной функции фильтра и передаточной функции усилителя (см. Рисунок 1).

Рисунок 1. Фильтр как каскад двух передаточных функций.

Полосовая передаточная функция

Изменение числителя ФНЧ прототипа на

преобразует фильтр в полосовую функцию. Это установит ноль в передаточной функции. Член s в числителе дает нам ноль, а член s в числителе дает нам полюс.Ноль даст ответ нарастающей с частотой, а полюс даст отклик с понижением частоты.

Тогда передаточная функция полосового фильтра второго порядка равна:

ω0 здесь частота (F 0 = 2 π ω0), на которой усиление фильтра достигает пика.

H 0 — коэффициент усиления схемы (пик Q) и определяется как:

, где H — коэффициент усиления реализации фильтра.

Q имеет особое значение для полосы пропускания.Это избирательность фильтра. Это определяется как:

, где FL и FH — частоты, на которых характеристика составляет –3 дБ от максимума.

Полоса пропускания (BW) фильтра описывается как:

Можно показать, что резонансная частота (F 0 ) является средним геометрическим для F L и F H , что означает, что F 0 появится на полпути между F L и F H в логарифмической шкале.

Также обратите внимание, что границы полосы пропускания всегда будут симметричными относительно F 0 в логарифмической шкале.

Амплитудная характеристика полосового фильтра для различных значений Q показана на рисунке 2. На этом рисунке усиление на центральной частоте нормировано на 1 (0 дБ).

Рис. 2. Нормированная амплитудная характеристика полосового фильтра.

Опять же, эта статья в первую очередь касается фазовой характеристики, но полезно иметь представление об амплитудной характеристике фильтра.

Здесь уместно сделать предостережение. Полосовые фильтры можно определить двумя разными способами.Случай узкой полосы — это классическое определение, которое мы показали выше. Однако в некоторых случаях, если высокие и низкие частоты среза сильно разнесены, полосовой фильтр состоит из отдельных секций высоких и низких частот. Широкое разделение в данном контексте означает разделение по крайней мере на две октавы (× 4 по частоте). Это широкополосный случай. В данной статье нас в первую очередь интересует случай узкополосной связи. Для широкополосного случая оцените фильтр как отдельные секции высоких и низких частот.

Хотя полосовой фильтр может быть определен в терминах стандартных откликов, таких как Баттерворт, Бессель или Чебышев, они также обычно определяются их Q и F 0 .

Фазовая характеристика полосового фильтра:

Обратите внимание, что однополюсного полосового фильтра не существует.

Рисунок 3. Нормализованная фазовая характеристика полосового фильтра.

Рисунок 3 оценивает уравнение 6 от двух десятков ниже центральной частоты до двух десятков выше центральной частоты.Центральная частота имеет фазовый сдвиг 0 °. Центральная частота равна 1, а Q — 0,707. Это тот же Q, который использовался в предыдущей статье, хотя в этой статье мы использовали α. Помните, что α = 1 / Q.

Осмотр показывает, что форма этой кривой в основном такая же, как у низких частот (и высоких частот в этом отношении). Однако в этом случае фазовый сдвиг составляет от 90 ° ниже центральной частоты до 0 ° на центральной частоте до –90 ° выше центральной частоты.

На рисунке 4 мы исследуем фазовую характеристику полосового фильтра с изменяющейся добротностью.Если мы посмотрим на передаточную функцию, мы увидим, что изменение фазы может происходить в относительно большом диапазоне частот, и что диапазон изменения обратно пропорционален добротности цепи. Опять же, осмотр показывает, что кривые имеют ту же форму, что и кривые для низких (и высоких) характеристик, только с другим диапазоном.

Рисунок 4. Нормализованная фазовая характеристика полосового фильтра с изменяющейся добротностью.

Передаточная функция усилителя

В предыдущих частях было показано, что передаточная функция в основном аналогична однополюсному фильтру.Хотя фазовый сдвиг усилителя обычно игнорируется, он может повлиять на общий коэффициент передачи композитного фильтра. AD822 был произвольно выбран для использования в моделировании фильтров в этой статье. Он был выбран частично, чтобы минимизировать влияние на передаточную функцию фильтра. Это связано с тем, что фазовый сдвиг усилителя значительно выше по частоте, чем частота среза самого фильтра. Передаточная функция AD822 показана на рисунке 5, который является информацией, взятой непосредственно из таблицы данных.

Рисунок 5. Коэффициент усиления и фаза графика Боде AD822.

Пример 1: 2-полюсный полосовой фильтр 1 кГц с Q = 20

Первым примером будет фильтр, изначально спроектированный как полосовой. Мы произвольно выбираем центральную частоту 1 кГц и добротность 20. Поскольку добротность находится на верхней стороне, мы будем использовать конфигурацию с двойным полосовым усилителем (DABP). Опять же, это произвольный выбор.

Мы используем расчетные уравнения из справочника 1. Результирующая схема показана на рисунке 6:

. Рисунок 6.1 кГц, Q = 20 полосовой фильтр DABP.

В этой статье нас в первую очередь интересует фаза, но я считаю полезным изучить амплитудный отклик.

Рисунок 7. 1 кГц, Q = 20 Амплитудная характеристика полосового фильтра DABP.

Мы видим фазовую характеристику на рисунке 8:

. Рисунок 8. 1 кГц, Q = 20 Фазовая характеристика полосового фильтра DABP.

Обратите внимание, что конфигурация DABP не инвертирующая. Рисунок 8 соответствует рисунку 3.

Пример 2: Преобразование Чебышева ФНЧ в полосовой фильтр 1 кГц, 3 полюса 0,5 дБ

Теория фильтра основана на прототипе нижних частот, который затем может быть преобразован в другие формы.В этом примере будет использоваться прототип 3-полюсного фильтра Чебышева, 1 кГц, 0,5 дБ. Был выбран фильтр Чебышева, потому что он будет более четко отображать неправильные ответы. Например, рябь в полосе пропускания не совпадала. В этом случае фильтр Баттерворта, вероятно, был бы слишком снисходительным. 3-полюсный фильтр был выбран так, чтобы пара полюсов и одиночный полюс были преобразованы.

Расположение полюсов для прототипа LP (из ссылки 1):

Этап α β Ф. 0 α
1 0.2683 0,8753 1.0688 0,5861
2 0,5366 0,6265

Первая стадия — это пара полюсов, а вторая стадия — однополюсная. Обратите внимание на неудачное соглашение об использовании α для двух совершенно разных параметров. Значения α и β слева — это положения полюсов в плоскости s.Это значения, которые используются в алгоритмах преобразования. Значение α справа равно 1 / Q, что и хотят видеть уравнения конструкции для физических фильтров.

Прототип нижних частот преобразован в полосовой фильтр. Строка уравнения, указанная в ссылке 1, используется для преобразования. Каждый полюс фильтра-прототипа превратится в пару полюсов. Следовательно, 3-полюсный прототип после трансформации будет иметь шесть полюсов (3-полюсные пары). Вдобавок в начале координат будет шесть нулей.Однополюсной полосы пропускания не существует.

Частью процесса преобразования является определение ширины полосы 3 дБ результирующего фильтра. В этом случае эта полоса будет установлена ​​на 500 Гц. По результатам трансформации выход:

Этап F0 Q A0
1 804,5 7,63 3.49
2 1243 7,63 3,49
3 1000 3,73 1

На практике может быть полезно поместить секцию с низким коэффициентом усиления и добротностью первой в строке, чтобы максимально улучшить обработку уровня сигнала. Причина требования к усилению для первых двух каскадов заключается в том, что их центральные частоты будут ослаблены по сравнению с центральной частотой всего фильтра (то есть они будут находиться на юбке других секций).

Поскольку результирующие Q являются умеренными (менее 20), будет выбрана топология множественной обратной связи. Расчетные уравнения для полосового фильтра с множественной обратной связью из ссылки 1 используются для разработки фильтра. На рисунке 9 показана схема самого фильтра.

Рисунок 9. 6-полюсный полосовой фильтр Чебышева, 1 кГц, 0,5 дБ.

На рисунке 10 мы смотрим на фазовый сдвиг всего фильтра. График показывает фазовый сдвиг только первой секции (Секция 1), первых двух секций вместе (Секция 2) и всего фильтра (Секция 3).Они показывают фазовый сдвиг «реальных» секций фильтра, включая фазовый сдвиг усилителя и инверсию топологии фильтра.

На рисунке 10 следует отметить несколько деталей. Во-первых, фазовая характеристика является кумулятивной. В первом разделе показано изменение фазы на 180 ° (фазовый сдвиг функции фильтра без учета фазового сдвига топологии фильтра). Вторая часть показывает изменение фазы на 360 ° из-за наличия двух частей, по 180 ° от каждой из двух частей.Помните, что 360 ° = 0 °. И третья часть показывает сдвиг фазы 540 °, по 180 ° от каждой из секций. Также обратите внимание, что на частотах выше 10 кГц мы начинаем видеть небольшой спад фазы из-за отклика усилителя. Мы видим, что спад снова является кумулятивным, увеличиваясь для каждого раздела.

Рис. 10. Фазовая характеристика 6-полюсного полосового фильтра Чебышева, 1 кГц, 0,5 дБ.

На рисунке 11 мы видим амплитудную характеристику всего фильтра.

Рисунок 11. Амплитудная характеристика 6-полюсного датчика с частотой 1 кГц, 0.Полосовой фильтр Чебышева 5 дБ.

Вывод

В данной статье рассматривается фазовый сдвиг полосовых фильтров. В предыдущих статьях этой серии мы исследовали фазовый сдвиг в зависимости от топологии фильтра и для топологий верхних и нижних частот. В следующих статьях мы рассмотрим режекторные и универсальные фильтры. В заключительной части мы свяжем все это воедино и исследуем, как фазовый сдвиг влияет на переходную характеристику фильтра, глядя на групповую задержку, импульсную характеристику и переходную характеристику, и что это означает для сигнала.

Примечания:

1 Хэнк Зумбахлен. «Фазовые отношения в активных фильтрах». Аналоговый диалог , Volume 41, Number 4, 2007.

2 Hank Zumbahlen. «Фазовый отклик в активных фильтрах, часть 2, низкочастотные и высокочастотные характеристики». Аналоговый диалог , Volume 43, Number 3, 2009.

Ссылки

Дарьянани Г. Принципы синтеза и проектирования активных сетей n.John Wiley & Sons, 1976.

Грэм, Дж., Дж. Тоби и Л. Хелсман. Конструкция и применение операционных усилителей . McGraw-Hill, 1971.

Van Valkenburg, Mac. Конструкция аналогового фильтра . Холт, Райнхарт и Уинстон, 1982.

Уильямс, Артур Б. Справочник по проектированию электронных фильтров . McGraw-Hill, 1981.

Zumbahlen, Hank. Базовая линейная конструкция . Гл. 8. Analog Devices, Inc, 2006.

Zumbahlen, Hank. «Глава 5: Аналоговые фильтры.» Handboo по применению операционных усилителей k. Newnes-Elsevier, 2006.

Zumbahlen, Hank. Handboo Linear Circuit Design Handboo k. Newnes-Elsevier, 2008.

Zumbahlen, Hank.» Фазовые отношения в активных фильтрах « Аналоговый диалог , том 41, 2007 г.

Зверев, Анатолий И. Справочник по синтезу фильтров . John Wiley & Sons, 1967.

Простой цифровой настраиваемый активный RC-фильтр

Настройка частоты среза (f CUTOFF ) активного RC-фильтра может быть реализована с использованием схем с переключаемыми конденсаторами или схем с непрерывным временем.В приложениях, которые требуют бесконечного разрешения настройки фильтра любого порядка в одном корпусе ИС, предпочтительнее использовать переключаемый конденсатор (просто изменяя настройки тактовой частоты f CUTOFF ). В приложениях, требующих настройки непрерывного временного фильтра всего на несколько частот среза, настройку можно реализовать с помощью операционных усилителей, КМОП-переключателей и массивов резисторов или конденсаторов.

Непрерывные временные фильтры также могут быть настроены с высоким разрешением в большом диапазоне частот с помощью цифрового управления, используя ЦАП для умножения постоянной времени RC интеграторов на основе ОУ (например, 8-битный тюнер на основе ЦАП позволяет использовать 256 частотные шаги).На рисунке 1 показана простая и недорогая схема непрерывного фильтра низкого порядка. Его можно настроить на несколько частот среза через последовательный периферийный интерфейс (SPI) 1 . Это более простая альтернатива использованию переключателей с резистивными или конденсаторными решетками или несколькими ЦАП, которые требуют большого количества активных и пассивных компонентов.

Рисунок 1. Перестраиваемый активный RC-фильтр второго порядка SPI.

Цифровое управление через SPI полезно во множестве приложений для управления ограничением полосы для сигналов датчиков и преобразователей.Типичные области применения: акселерометры для анализа вибрации, гидрофоны для обнаружения сонара, LVDT для измерения линейного движения и микрофоны для приема и записи звука.

Схема, показанная на рисунке 1, представляет собой фильтр второго порядка с переменным состоянием, использующий две микросхемы, малошумящий четырехъядерный КМОП-усилитель (LTC6242) и малошумящий двойной усилитель с программируемым коэффициентом усиления, PGA (LTC6912-X). Коэффициенты усиления двух усилителей LTC6912-X (GA и GB) независимо программируются с помощью управления SPI. Настройки усиления, контролируемые SPI, для LTC6912-1 равны 1, 2, 5, 10, 20, 50 и 100, а для LTC6912-2 — 1, 2, 4, 8, 16, 32 и 64.Фильтр, показанный на Рисунке 1, имеет три инвертирующих выхода, обеспечивающих частотные характеристики фильтра верхних частот, полосы частот и низких частот. Дополнительный инвертирующий усилитель, подключенный к одному из трех выходов, обеспечивает выход неинвертирующего или дифференциального фильтра. Передаточная функция второго порядка фильтра является функцией резонансной частоты контура, f 0 и значений Q. Частота f 0 равна постоянной RC интегратора, двойному усилению PGA и соотношению резисторов R4 и R2 (если R4 = R2 и G A = G B = усиление, то f 0 = усиление / 2πRC).Значение Q фильтра равно отношению резисторов R3 и R2 и двух коэффициентов усиления PGA (если R4 = R2 и G A = G B , тогда Q = R3 / R2). Коэффициент усиления полосы пропускания фильтра равен отношению R4 / R1, R3 / R1 и R2 / R1 для фильтров нижних, полосовых и верхних частот соответственно.

Форма амплитудной характеристики второго порядка зависит от частоты f 0 относительно частоты среза и значения Q. Во втором порядке пропускания верхних или нижних частот Баттерворта частота f 0 равна f CUTOFF (f –3 дБ ), а значение Q фильтра равно 0.707. Во втором порядке Бесселевский фильтр верхних или нижних частот частота f 0 равна 1,274 • f CUTOFF , а значение Q фильтра равно 0,577. На рисунке 2 показан диапазон настройки фильтра нижних частот Баттерворта с использованием частоты интегратора 100 Гц (R = 1,58 МОм, ± 1% и C = 1000 пФ, ± 5%) и LTC6912-2 для настройки f CUTOFF фильтра от 100 Гц до 6,4 кГц. На рисунке 3 показан диапазон настройки фильтра верхних частот Баттерворта, который является зеркальной противоположностью ответа фильтра нижних частот, показанного на рисунке 2.Выходная реакция на ступенчатое изменение приблизительно равна 5 / f CUTOFF , (если ступенчатое изменение составляет 1 кГц f CUTOFF , тогда фильтр устанавливается через пять миллисекунд после ступенчатого изменения). Максимальная настраиваемая частота f 0 является функцией произведения коэффициента усиления на полосу пропускания операционных усилителей и чувствительности схемы к максимальному усилению PGA, используемому для настройки. Для показанных усилителей, основанных на эмпирических данных, максимальное значение f 0 , равное 800 кГц / [Q • Gain], ограничивает ошибку усиления до ≤2 дБ).Например, если для настройки используются только самые низкие 1, 2, 5 и 10 коэффициентов усиления LTC6912-1, фильтр нижних частот Баттерворта второго порядка (f 0 = f CUTOFF ) может быть настроен на 110 кГц (максимальное f 0 = 800 кГц / [0,707 • 10]).

Рис. 2. Настраиваемая характеристика нижних частот Баттерворта второго порядка с использованием LTC6912-2.

Рис. 3. Настраиваемая характеристика верхних частот Баттерворта второго порядка с использованием LTC6912-2.

Ширина полосы –3 дБ фильтра второго порядка равна центральной частоте (f CENTER ), деленной на значение Q (ширина полосы = f CENTER / Q).Чувствительность полосового фильтра второго порядка к допуску значений RC интегратора пропорциональна Q фильтра. Обычно при Q ≤ 4 использование значений ± 1% R и ± 5% C для двух интеграторов фильтра практично для второй полосовой фильтр. Чувствительность полосового фильтра второго порядка с Q> 4 быстро увеличивается на каждую единицу увеличения Q, и два интегратора фильтра должны использовать компоненты RC с точностью ± 1%.

На рис. 4 показан полосовой фильтр на рис. 1, настроенный от 2 кГц до 16 кГц с использованием частоты интегратора 2 кГц (R = 205 кОм, ± 1% и C = 390 пФ, ± 5%) и LTC6912-2 с настройками усиления 1, 2, 4. , и 8.Отклики настроенных центральных частот на Рисунке 4 на 2,73% ниже расчетных значений 2 кГц, 4 кГц, 8 кГц и 16 кГц и равны ошибке значений RC схемы двух интеграторов (измеренные значения примерно 206 кГц для каждого R и 403 пФ для каждый C). Ошибка усиления на частоте 16 кГц возникает из-за того, что частота фильтра f 0 приближается к максимальной f 0 для Q = 4 и усиления PGA, равного 8 (максимальное f 0 = 25 кГц = 800 кГц / {4 • 8] ). Максимальная частота f 0 является функцией произведения коэффициента усиления на полосу пропускания операционных усилителей LTC6912-X.

Рис. 4. Настраиваемый полосовой фильтр второго порядка с использованием LTC6912-1 с коэффициентами усиления 1–8.

На рисунке 5 показан пример режекторного фильтра второго порядка. Частота интегратора режекторного фильтра составляет 500 Гц (1 / [2π • 316 кОм • 1000 пФ]), а с коэффициентами усиления PGA 1, 2, 4 и 8 частота режекторного фильтра настраивается на 500 Гц, 1 кГц, 2 кГц и 4 кГц соответственно. Любой из рассмотренных выше фильтров может быть преобразован в фильтры четвертого порядка с настройкой SPI путем каскадного соединения двух схем второго порядка.

Рисунок 5.Режекторный фильтр второго порядка с настройкой SPI.

Ссылки

1 SPI — это протокол синхронной связи, использующий 3-проводной интерфейс между микропроцессором и периферийным устройством.

Принципиальная схема активного полосового фильтра

и его частотная характеристика

Активный полосовой фильтр

Активный полосовой фильтр — это частотно-избирательный фильтр, используемый в электронных системах для отделения сигнала на одной конкретной частоте или диапазона сигналов, лежащих в определенной «полосе» частот, от сигналов на всех других частотах.

Эта полоса или диапазон частот устанавливается между двумя точками отсечки или угловой частоты, обозначенными «более низкая частота» (ƒ L ) и «более высокая частота» (ƒ H ) при ослаблении любых сигналов вне этих двух точки.

Простой активный полосовой фильтр может быть легко изготовлен путем каскадного соединения одного фильтра нижних частот с одним фильтром верхних частот, как показано ниже.

Частота среза ФНЧ выше, чем частота среза ФВЧ, и разница между частотами в точке -3 дБ будет определять «полосу пропускания» полосового фильтра.

Например, предположим, что у нас есть полосовой фильтр, чьи точки отсечки -3 дБ установлены на 200 Гц и 600 Гц. Тогда полоса пропускания фильтра будет задана как: Полоса пропускания (BW) = 600-200 = 400 Гц.

Один из способов сделать очень простой активный полосовой фильтр — это подключить базовые пассивные фильтры высоких и низких частот к усилительной схеме операционного усилителя, как показано ниже.

Схема активного полосового фильтра

Это каскадное объединение пассивных фильтров нижних и верхних частот дает схему фильтра с низкой добротностью, которая имеет широкую полосу пропускания.

Первым каскадом фильтра будет каскад верхних частот, который использует конденсатор для блокировки любого смещения постоянного тока от источника.

Эта конструкция имеет преимущество создания относительно плоской асимметричной частотной характеристики полосы пропускания, где одна половина представляет собой характеристику высоких частот, а другая половина — характеристику низких частот, как показано ниже.

Верхняя частота среза ( H ), а также нижняя частота среза (ƒ L ) вычисляются так же, как и раньше, в стандартных схемах фильтра нижних и верхних частот первого порядка.

В этой схеме фильтра требуется разумное разделение между двумя точками отсечки, чтобы предотвратить любое взаимодействие между каскадами нижних и верхних частот.

Усилитель также обеспечивает изоляцию между двумя каскадами и определяет общий коэффициент усиления схемы по напряжению.

Частотная характеристика активного полосового фильтра

Частотная характеристика и фазовый сдвиг для активного полосового фильтра будут показаны ниже.

Точка резонансной частоты

Активный полосовой фильтр является фильтром 2-го порядка, поскольку он имеет «два» реактивных компонента (два конденсатора) в своей схемной конструкции.

Из-за этих двух реактивных компонентов фильтр будет иметь пиковый отклик или резонансную частоту (r) на его «центральной частоте», ƒc.

Центральная частота обычно рассчитывается как среднее геометрическое из двух частот -3 дБ между верхней и нижней точками отсечки, а резонансная частота задается как:

, где f r = резонансная или центральная частота

ƒ L — нижняя точка отсечки -3 дБ.

ƒ H — верхняя точка отсечки -3 дБ

«Q» или фактор качества

В схеме полосового фильтра общая ширина фактической полосы пропускания между верхними и нижними угловыми точками -3 дБ фильтра определяет коэффициент качества или точку Q схемы.

Этот коэффициент добротности является мерой того, насколько «селективным» или «неселективным» является полосовой фильтр по отношению к заданному диапазону частот.

Чем ниже значение Q-фактора, тем шире полоса пропускания фильтра и, следовательно, чем выше Q-фактор, тем уже и более «селективный» фильтр.

Коэффициент качества Q фильтра также известен как частота альфа-пика и задается как:

«Q» полосового фильтра — это отношение резонансной частоты , (ƒr) к полосе , (BW) между верхней и нижней частотами -3 дБ и задается как:

Sasmita

Привет! Я Сасмита.В ElectronicsPost.com я продолжаю свою любовь к преподаванию. Я магистр электроники и телекоммуникаций. И, если вы действительно хотите узнать обо мне больше, посетите мою страницу «О нас». Узнать больше

Band Pass Filters — Справка разработчика

Переключить навигацию

  • Инструменты разработки
    • Какие инструменты мне нужны?
    • Программные инструменты
      • Начните здесь
      • MPLAB® X IDE
        • Начните здесь
        • Установка
        • Введение в среду разработки MPLAB X
        • Переход на MPLAB X IDE
          • Переход с MPLAB IDE v8
          • Переход с Atmel Studio
        • Конфигурация
        • Плагины
        • Пользовательский интерфейс
        • Проектов
        • Файлы
        • Редактор
          • Редактор
          • Интерфейс и ярлыки
          • Основные задачи
          • Внешний вид
          • Динамическая обратная связь
          • Навигация
          • Поиск, замена и рефакторинг
          • Инструменты повышения производительности
            • Инструменты повышения производительности
            • Автоматическое форматирование кода
            • Список задач
            • Сравнение файлов (разница)
            • Создать документацию
        • Управление окнами
        • Сочетания клавиш
        • Отладка
        • Контроль версий
        • Автоматизация
          • Язык управления стимулами (SCL)
          • Отладчик командной строки (MDB)
          • Создание сценариев IDE с помощью Groovy
        • Устранение неполадок
        • Работа вне MPLAB X IDE
        • Другие ресурсы
      • Улучшенная версия MPLAB Xpress
      • MPLAB Xpress
      • MPLAB IPE
      • Программирование на C
      • Компиляторы MPLAB® XC
        • Начните здесь
        • Компилятор MPLAB® XC8
        • Компилятор MPLAB XC16
        • Компилятор MPLAB XC32
        • Компилятор MPLAB XC32 ++
        • Охват кода MPLAB
      • Компилятор IAR C / C ++
      • Конфигуратор кода MPLAB (MCC)
      • MPLAB Harmony версии 2
      • MPLAB Harmony версии 3
      • Среда разработки Atmel® Studio
      • Atmel СТАРТ (ASF4)
      • Advanced Software Framework v3 (ASF3)
        • Начните здесь
        • ASF3 Учебники
          • ASF Audio Sine Tone Учебное пособие
          • Интерфейс ЖК-дисплея с SAM L22 MCU Учебное пособие
      • Блоки устройств MPLAB® для Simulink®
      • Утилиты
      • Инструменты проектирования FPGA
      • Аналоговый симулятор MPLAB® Mindi ™
    • Аппаратные средства
      • Начните здесь
      • Сравнение аппаратных средств
      • Инструменты отладки и память устройства
      • Исполнительный отладчик
      • Демонстрационные платы и стартовые наборы
      • Внутрисхемный эмулятор MPLAB® REAL ICE ™
      • Эмулятор SAM-ICE JTAG
      • Внутрисхемный эмулятор
      • Atmel® ICE
      • Power Debugger
      • Внутрисхемный отладчик MPLAB® ICD 3
      • Внутрисхемный отладчик MPLAB® ICD 4
      • Встроенный отладчик PICkit ™ 3
      • Внутрисхемный отладчик MPLAB® PICkit ™ 4
      • MPLAB® Snap
      • Программатор универсальных устройств MPLAB PM3
      • Принадлежности
        • Заголовки эмуляции и пакеты расширения эмуляции
        • Пакеты расширения процессора и заголовки отладки
          • Начните здесь
          • Обзор
          • PEP и отладочных заголовков
          • Требуемый список заголовков отладки
            • Таблица требуемых отладочных заголовков
            • AC162050, AC162058
            • AC162052, AC162055, AC162056, AC162057
            • AC162053, AC162054
            • AC162059, AC162070, AC162096
            • AC162060
            • AC162061
            • AC162066
            • AC162083
            • AC244023, AC244024
            • AC244028
            • AC244045
            • AC244051, AC244052, AC244061
            • AC244062
          • Дополнительный список заголовков отладки
            • Дополнительный список заголовков отладки — устройства PIC12 / 16
            • Дополнительный список заголовков отладки — устройства PIC18
            • Дополнительный список заголовков отладки — устройства PIC24
          • Целевые следы заголовка отладки
          • Подключения к заголовку отладки
      • SEGGER J-Link
      • Сетевые инструменты K2L
      • Рекомендации по проектированию средств разработки
      • Ограничения отладки — микроконтроллеры PIC
      • Инженерно-технические примечания (ETN) [[li]] Встроенные платформы chipKIT ™
  • Проектов
    • Начните здесь
    • Преобразование мощности
      • AN2039 Четырехканальный секвенсор питания PIC16F1XXX
    • 8-битные микроконтроллеры PIC®
    • 8-битные микроконтроллеры AVR®
    • 16-битные микроконтроллеры PIC®
    • 32-битные микроконтроллеры SAM
    • 32-разрядные микропроцессоры SAM
      • Разработка приложений SAM MPU с помощью MPLAB X IDE
      • Примеры программного пакета SAM MPU
    • Запланировано дополнительное содержание…
  • Продукты
    • 8-битные микроконтроллеры PIC

Полосовые фильтры

  • Проверка запасов дистрибьютора
  • Комната новостей
  • Ресурсный центр
    • Примечания по применению и технические описания
    • Сертификаты и соответствие требованиям охраны окружающей среды
    • Проверка запасов дистрибьютора
    • Политики и сертификаты
    • Литература
    • Патентная маркировка
    • Образцы образцов
    • Положения и условия
    • Учебники
    • Видеотека
    • Видео с экскурсии по объекту
  • Карьера
  • Связаться
    • Связи с инвесторами
    • Найдите торгового представителя или дистрибьютора
    • Связи со СМИ
    • Конфликтные минералы
    • Запрос на продажу
    • Технический запрос
Переключить навигацию Меню
  • Продукты
    • Смысл
      • Органы управления
        • Энкодеры
        • Датчики поворота
        • Потенциометры скользящие
        • Промышленные поворотные потенциометры
        • Коммерческие поворотные потенциометры
      • Педали
        • Обращение
        • Бесконтактный
      • Пьезоэлектрические сенсоры
        • Расходомеры
        • Гидрофоны
        • Неразрушающий контроль
        • Сонар
        • Ультразвуковая визуализация
        • Прочие пьезоэлектрические сенсоры
        • Сыпучие продукты
          • Объемные возможности
      • Датчики
        • Шасси
        • Сцепление и тормоз
        • Датчики нестандартного положения
        • Датчик длинного хода
        • RF датчики
          • Технические документы и презентации
          • База знаний
        • Количество мест
        • Скорость
        • Датчики температуры
        • Дроссель
        • Трансмиссия
        • Турбина
        • Другие датчики
      • Переключатели
        • DIP-переключатели
        • Поворотные DIP-переключатели
        • Поворотные переключатели
        • Тактильные переключатели
      • Датчики и преобразователи
        • Возможности сенсора и преобразователя
    • Подключиться
      • Фильтры EMI / RFI
        • Индивидуальные фильтры в сборе
        • Проходные фильтры
        • Монтаж на поверхность
      • Продукты для регулирования частоты
        • Кристаллы
        • Тактовые генераторы
        • OCXO
        • TCXO / VCTCXO
        • Модули синхронизации
        • VCXO
      • RF фильтры
        • Полосовые фильтры
        • Диплексеры
        • Дуплексеры
        • Фильтры нижних частот
        • Фильтры задержки RF
      • Конденсаторы специального назначения
        • Керамические дисковые конденсаторы
        • Конденсаторы переменной емкости
      • Резисторы специального назначения
        • Резисторы считывания тока
        • Резисторные цепи и RC-терминаторы
        • Сверхвысокое сопротивление
    • Двигаться
      • Пьезоэлектрические двигатели

W3NQN Полосовые фильтры, W3NQN BPF

Полосовые фильтры W3NQN — лучшие однополосные фильтры, которые вы можете купить.Каждый из них изготовлен вручную K7MI в соответствии со спецификациями W3NQN. Производительность этих дизайнерских фильтров W3NQN, независимо от того, кто их собирает, одинакова. Мы заполним ваш заказ, используя фильтры, которые будут у нас под рукой при оформлении заказа. Фильтры K7MI — это те, которые использовались в наших установках FilterMax в течение многих лет, и теперь мы также поставляем их в однополосной упаковке.

Время от времени у нас может закончиться один или несколько из них.

Если вы планируете DX-экспедицию или конкурсную экспедицию, где вам понадобятся эти фильтры, пожалуйста, сделайте заказ заранее и сообщите нам, когда они действительно понадобятся вам.Мы будем работать с вами, чтобы уложиться в ваш график.

Фильтры нижних частот мощностью 2 кВт и фильтры широковещательного диапазона (BCB) производятся только компанией W3NQN и должны рассматриваться как элементы «специального заказа», которые вряд ли будут в наличии. Для доставки следует ожидать перерыв в несколько недель.

Особенности:

  • Полосовые фильтры W3NQN 200 Вт (включая 60 метров)
  • BandPasser Singles Экономичные полосовые фильтры мощностью 200 Вт
  • Система переключения фильтров FM-6, которая может переключать фильтры по указанию полосового декодера или переключателя
  • FilterMax IV — 6 полосовых фильтров W3NQN В ОДНОЙ компактной коробке со съемными и заменяемыми фильтрами
  • Новая экономичная 6-полосная модель BandPasser II AS-419 с автоматическим или ручным управлением 100 Вт.
  • Фильтры MARS
  • Фильтры нижних частот 2000 Вт для подавления гармоник.
  • Военная ВЧ, коммерческая ВЧ и морская система связи

Эти фильтры и системы переключения фильтров основаны на статье Эда Уэтерхолда, W3NQN, в статье QST за май и июнь 1998 года.

Мы знаем, что эти фильтры достигают такого уровня селективности и низкого уровня вносимых потерь в полосе частот, который будет эталоном для всех других фильтров. Ниже вы найдете подробные графики производительности этих монополосных фильтров.

Конструкция основана на конфигурации фильтра с тремя резонаторами и использует керамические конденсаторы NPO с очень высоким напряжением и низкими потерями, соединенные параллельно, чтобы увеличить пропускную способность и надежность. Сначала мы рассмотрим монополосные фильтры, а затем покажем вам системы, которые позволят серьезному оператору SO2R достичь максимально возможной производительности в снижении гармоник, хэш-кодов, фазового шума и, возможно, сохранят внешние интерфейсы вашего приемника.

Эти фильтры абсолютно необходимы для предотвращения повреждения входного каскада приемника в любой среде с несколькими высокочастотными радиосвязями.

Технические характеристики проектных фильтров W3NQN

Если у вас возникли проблемы с просмотром данных, просто щелкните график правой кнопкой мыши и переместите курсор на «сохранить как». Затем вы можете загрузить его в свою систему для просмотра с помощью программного обеспечения для обработки фотографий или печати на принтере. Я намеренно оставил разрешение на этих графиках высоким, чтобы вы могли просматривать или распечатывать эти данные в вашей системе с высоким разрешением. Вы также можете нажать и удерживать «CTRL» и использовать «+» для увеличения и «-» для уменьшения.

Как можно видеть, вторая гармоника на 70-80 дБ ниже основной, а вносимые потери составляют ~ 0,2 дБ. Эти цифры вдвое лучше ближайшего конкурентного фильтра. Чтобы сделать фильтры более гибкими для работы в режиме SO2R, оператору необходимо иметь возможность прослушивать два диапазона одновременно и быстро переключать диапазоны. Для этого к стеку из шести таких фильтров можно добавить матрицу переключения.Мы называем это Filter Master или FM-6.

Мы добавили 60-метровую версию фильтра. Технические характеристики такие же, как и у стандартных устройств, указанных выше. Сюжет ниже:


Участки 60 м БНФ S11 (RL) и S21 (IL)

Фильтры гармоник высокой мощности

Для решения этих сложных проблем с помехами доступны любительские фильтры мощностью 2 киловатта. Эти фильтры предназначены для размещения на выходе усилителя или на выходе антенного переключателя SixPak, чтобы добавить огромное снижение гармоник и хэш-кодов.Доступны только диапазоны 80м, 40м, 20м.

  • Предназначен для ослабления 2-й и 3-й гармоник усилителей большой мощности
  • Улучшенный дизайн и мощность, управляемость от 160 м до 20 м!
Графики

вносимых потерь (S21) и возвратных потерь (S11) для 40 м (7 МГц) фильтров гармоник большой мощности. У всех моделей похожие сюжеты.

Виды фильтров высших гармоник

Совместно размещенные системы военной, коммерческой радиосвязи и морской связи

Мы разработали коротковолновые полосовые фильтры для военной, коммерческой и морской коротковолновой связи.У них такие же электрические характеристики, как показано на графиках выше. Но мы также можем разработать и изготовить специальные фильтры для вашего применения. Например, у нас есть система фильтров 2–30 МГц, которая разбивает этот диапазон на 10 сегментов.

Оставить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *