Схема СВ приемника Q-умножителя
Прочтя первый раздел этой главы, читатель мог заметить некоторое противоречие: везде утверждалось, что лампа или транзистор должны как можно меньше шунтировать (нагружать) контур, чтобы не снизить его начальную добротность (Q0 и в то же время предлагались цепи стабилизации амплитуды, а по сути, детектирования сигнала, явно шунтирующие контур.
Противоречие, действительно, существует, и чтобы его устранить, надо разделить функции увеличения (умножения) добротности и детектирования (стабилизации амплитуды).
Если мы хотим получить максимальную добротность, первым каскадом после контура должен быть катодный (эмиттерный, истоковый) повторитель, практически не нагружающий контур, а детектор может быть уже следующим каскадом.
Так были построены Q-умножители на двойных триодах, вызвавшие бум среди радиолюбителей в начале 60-х гг. и породившие многочисленные легенды о их необыкновенных приемных качествах.
Первый триод включался катодным повторителем, а второй — сеточным детектором. ПОС подавалась из катодной цепи второго триода на отвод катушки контура.
Такое устройство на самом деле могло обеспечить чувствительность в несколько микровольт в КВ диапазоне при приеме AM сигналов и даже до долей микровольта при приеме телеграфа по методу биений, когда регенератор доводится до порога возбуждения и становится слышным тон разностной (звуковой) частоты между частотами сигнала и собственной частотой регенератора.
Другая область применения Q-умножителей — установка их на входе устаревших приемников с низкой чувствительностью и селективностью. Приемник-ветеран разительно преображался с Q-умножителем на входе и давал неплохие результаты.
Поскольку в Q-умножителях добиваются высоких значений коэффициента регенерации М (он же коэффициент умножения добротности), очень важна его стабильность. И здесь имеется замечательное техническое решение. Насколько автору известно, впервые его предложил наш радиолюбитель Б.
После приема точность, конечно, снизится на несколько порядков из-за фазовой нестабильности сигнала на пути распространения и в приемном тракте (отклонение частоты есть скорость изменения фазы), но все равно будет намного выше, чем у любых фабричных приборов.
Принципиальная схема
Был изготовлен очень простой приемник на основе Q-умножителя, уверенно принимавший сигнал радиостанции ГСВЧ в Москве на магнитную ферритовую антенну.
Его недостаток состоит лишь в необходимости подстройки или, по меньшей мере, контроля с помощью осциллографа при каждом включении. Принципиальная схема приемника эталонной частоты (ПЭЧ) показана на рис. 1.
Он выполнен по схеме прямого усиления и содержит два каскада УРЧ и амплитудный детектор. Контур магнитной антенны L1C1 — C3 настроен на указанную частоту.
Первый каскад — Q-умножитель — выполнен по схеме истокового повторителя на полевом транзисторе VT1. Часть сигнала из его истоковой цепи подается через переменный резистор R1, регулирующий ПОС, на отвод емкостной ветви контура С2 — C3.
Рис. 1. Принципиальная схема радиоприемника на основе Q-умножителя.
Второй каскад УРЧ собран на микросхеме DA1, представляющей собой каскодный усилитель на биполярных транзисторах. Она удобна простотой включения и почти полным отсутствием навесных элементов.
На ее вход сигнал подается от резистора нагрузки R4, включенного в цепь стока транзистора VT1, чем достигается дополнительная развязка Q-умножителя от второго каскада УРЧ.
Последний нагружен резонансным контуром L2C7, настроенным на ту же эталонную частоту 66,(6) кГц. Выходной сигнал можно снять с гнезда XS1 (высокоомный выход) или XS3 (низкоомный выход), сигнал, на который поступает с катушки связи L3.
Для слухового контроля передачи к гнездам XS2 и XS4 можно подключить высокоомные телефоны, а для контроля уровня сигнала — милливольтметр постоянного тока. Питается приемник от любого стабилизированного источника питания с напряжением 9-12 В или от батареи. Потребляемый ток не превышает 4-5 мА.
Детали и конструкция
Каркас катушки магнитной антенны со стержнем из феррита М1000НН длиной 160 и диаметром 8 мм закреплен в верхней части платы на стойках из органического стекла или другого хорошего изоляционного материала.
Обмотка катушки L1 содержит 300 витков любого тонкого литцендрата, но, вероятно, на этих частотах можно использовать и провод ПЭЛШО 0,15-0,2. Автор намотал обмотку в два слоя, но лучше, может быть, применить секционированный каркас или намотать 5-6 секций способом «универсаль».
Эти меры направлены на повышение начальной добротности контура. Желательно, чтобы она была не меньше 300. Контур L2C7 может иметь меньшую добротность.
Катушки L2 и L3 размещены в броневом магнитопроводе с арматурой, подстроечником и экраном от контуров ПЧ любых карманных или портативных транзисторных приемников. Катушка L2 содержит 500 витков провода ПЭЛ 0,07, a L3 -50. Обмотка катушки связи намотана прямо поверх витков контурной.
Контурные конденсаторы C1, С2, C3 и С7 желательно выбрать хорошего качества и с малым температурным коэффициентом емкости (ТКЕ). Подойдут керамические конденсаторы М47, М75 или слюдяные старых типов КСО, СГМ и т.п. Малогабаритные современные конденсаторы с ненормированным ТКЕ здесь не годятся.
На месте С1 можно установить керамический подстроечный конденсатор с такой же или большей максимальной емкостью, тогда не придется двигать ферритовый стержень при подстройке антенны.
Остальные конденсаторы и резисторы могут быть любых типов. Транзистор КП303 можно взять с буквенными индексами А, Б или В, при других индексах придется подбирать сопротивление резистора R3 до получения тока через транзистор 1-2 МА.
Приемник помещается в металлический корпус любой конструкции, важно только, чтобы его стенки не образовывали вокруг магнитной антенны короткозамкнутого витка.
Рис. 2. Печатная плата ПЭЧ.
Рис. 3. Конструкция ПЭЧ.
Возможная конструкция корпуса с подставкой показана на рис. 3. Он состоит из двух одинаковых крышек, между которыми закреплена плата приемника. Сверху, над магнитной антенной, края крышек не соединяются, зазор между ними порядка 5 мм. Торцы стержня магнитной антенны оставлены открытыми.
В одной из крышек предусмотрены отверстия для подстройки резистора обратной связи R1 и контурной катушки L2. С нижней стороны корпуса расположены коаксиальные ВЧ разъемы XS1 и XS3, гнезда для подключения телефонов XS2, XS4, а также выходит двухпроводной шнур питания.
Для настройки приемника и контроля его работы к разъему XS1 следует подключить осциллограф, а к гнездам XS2 и XS4 — высокоомные телефоны. Если экранированный входной кабель осциллографа слишком длинный (более 0,7-1 м), его емкость будет расстраивать выходной контур L2C7.
Во избежание этого можно подключаться к низкоомному выходу, но напряжение ВЧ сигнала на нем примерно в 10 раз меньше, чем на высокоомном, и в лучшем случае составляет около 0,1 В (чего, впрочем, для частотомеров и осциллографов более чем достаточно). Подключать к высокочастотным выходам приемника неэкранированные провода нельзя из-за возможных наводок на магнитную антенну, приводящих к самовозбуждению приемника.
После этого, установив движок переменного резистора R1 в положение максимального сопротивления (что соответствует наименьшей регенерации) и перемещая стержень магнитной антенны относительно каркаса катушки L1, настраивают приемник на частоту радиостанции ГСВЧ.
При этом в телефонах должен прослушиваться характерный звук импульсного сигнала с частотой 10 Гц, напоминающий шум работающего двигателя мотоцикла. Одновременно прослушиваются и секундные тональные сигналы, похожие на сигналы точного времени, каждый час передаваемые радиовещательными станциями.
Контур L2C7 настраивают подстроечником катушки по максимуму амплитуды выходного сигнала, наблюдаемого на экране осциллографа, или по максимуму громкости звука в телефонах.
После такой предварительной настройки телефоны можно отключить, что заметно повысит выходное напряжение и остроту настройки контура L2C7.
Осциллограмма сигнала, наблюдаемого на экране осциллографа, показана на рис. 4а. Следует заметить, что сигнал может быть и другим, все зависит от графика работы радиостанции. В конце каждого часа (или в другое оговоренное время) можно услышать позывные станции, передаваемые телеграфным кодом.
Рис. 4. Осциллограммы эталонного сигнала а — до регенерации, б — при регенерации.
Градуировать частотомер по полученному сигналу еще нельзя — необходимо выделить из него немодулированную несущую. В профессиональных ПЭЧ для этого используют кварцевые фильтры.
В нашем же случае надо подвести приемник к порогу генерации, уменьшая сопротивление резистора R1. При этом, как уже говорилось, увеличится эффективная добротность антенного контура, сузится его полоса пропускания и вырастет уровень сигнала. «Провалы» в сигнале, следующие с частотой 10 Гц, как бы «загладятся» (рис. 4б).
Это произойдет потому, что колебания в высокодобротном контуре затухают очень медленно, в нашем случае время затухания измеряется долями секунды — оно обратно пропорционально полосе пропускания контура. Глубина модуляции выходного сигнала тональными посылками также значительно уменьшится.
При настройке надо стараться как можно ближе подойти к порогу генерации, одновременно подстраивая и магнитную антенну по максимуму сигнала на выходе.
Когда же генерация возникнет, что легко обнаруживается по резкому возрастанию амплитуды сигнала на выходе и полному пропаданию «провалов» и модуляции, нужно слегка увеличить сопротивление резистора R1, до срыва генерации.
Любопытно отметить — в этом приемнике, по наблюдениям автора, довольно легко получается эффективная добротность контура магнитной антенны до десяти тысяч и более, что соответствует коэффициенту регенерации порядка 30.
Теперь можно подключить к выходу приемника частотомер и, подстроив контур L2C7 (для компенсации расстройки, внесенной емкостью входного кабеля частотомера), откорректировать частоту кварцевого генератора частотомера так, чтобы во всех разрядах на дисплее индицировались цифры шесть.
При калибровке кварцевых генераторов, не входящих в состав частотомеров, поступают иначе. Эталонный сигнал, как и прежде, подают на вход вертикального отклонения «Y» осциллографа, а сигнал калибруемого генератора — на вход горизонтального отклонения «X».
На экране будет наблюдаться сложная фигура Лиссажу, форма которой зависит от соотношения частот сигналов. При точной настройке и выполнении равенства f = mfэт/ n, где f- частота калибруемого генератора, fэт — эталонная частота, m и n — целые числа, фигура на экране будет неподвижна, а при расстройке она «побежит» с тем большей скоростью, чем больше расстройка.
Так можно откалибровать генераторы с частотами до нескольких мегагерц. В методе фигур Лиссажу не требуется такой чистой фильтрации эталонного сигнала и степень регенерации в приемнике может быть значительно меньше.
Следует заметить, что приемник можно настроить и на другие частоты, изменив данные его контуров, например, на частоту мощной длинноволновой радиостанции, чтобы выделить ее несущую. Точность установки несущих частот радиостанций (особенно тех, которые работают в синхронных сетях) также очень высока, и их несущие вполне можно использовать как эталонные сигналы.
Примерно до 1988 г. ДВ радиостанция «Маяк» работала на частоте 200 кГц, что было очень удобно («круглое» значение). Автору понадобилось узнать, синхронизирована ли ее несущая сигналом ГСВЧ?
Вместо того чтобы куда-то звонить или обивать пороги Минсвязи, был поставлен простой эксперимент: эталонный сигнал, принятый описанным приемником, был подан на один вход осциллографа, а сигнал несущей радиостанции — на другой вход.
Для приема сигнала на частоте 200 кГц использовался один из самых простых приемников прямого усиления, описанных в этой книге. Фигура Лиссажу получилась очень простой, поскольку частоты соотносятся как 1:3.
Она часами оставалась неподвижной на экране, давая вполне утвердительный ответ на заданный вопрос. Кстати, чувствительность метода такова, что если «дыхнуть» на один из контуров магнитных антенн, по движению фигуры Лиссажу заметно изменение фазы, происходящее из-за расстройки контура. Рассмотрим теперь другое обширное поле применения Q-умножителей — для приема на КВ.
Источник: Поляков В. Т. — Техника радиоприема, простые приемники АМ сигналов.
⚡️Умножитель добротности в магнитной антенне 6-10 Мгц |
На чтение 6 мин. Опубликовано Обновлено
Эта антенна предназначена для приема радиостанций в диапазоне 6… 10 МГц на базовый радиоприемник прямого усиления или на любой супергетеродин. Устройство состоит из антенного блока с умножителем добротности и антенным усилителем, а также базового радиоприёмника, содержащего блок управления антенным блоком и приёмник прямого усиления.
Схема блока управления показана на рис. 1. Питают блок от сетевого стабилизированного источника питания или аккумуляторной батареи напряжением 12 В.
Блок формирует стабилизированное напряжение 9В для питания антенного усилителя в антенном блоке, напряжение перестройки по частоте и управляющее напряжение для элемента с отрицательным динамическим сопротивлением — аналога лямбда-диода.
С помощью резистора R1 осуществляют перестройку антенны по частоте. Переключателем SA1 выбирают поддиапазоны. В верхнем положении переключателя на антенный блок поступает напряжение перестройки 0…12В, в нижнем положении — 9…21В.
Схема приёмника прямого усиления показана на рис.
2. Его основное назначение — контроль работы умножителя добротности с магнитной антенной. Метод контроля — приём радиовещательных станций, систему АРУ он не содержит. Широкополосный ВЧ-усилитель собран на транзисторах VT1—VT3 по схеме, приведённой в [1].
Для повышения чувствительности AM-детектора на диоде VD1 на него с резистивного делителя R9R10 подано постоянное напряжение около 0,5 В. На входе ВЧ-усилителя установлен Г-образный аттенюатор R1R2, предназначенный для согласования коаксиального кабеля, соединяющего антенный блок с базовым радиоприемником или антенным входом дополнительного радиоприемника.
Если у дополнительного приёмника нет антенного входа, его подключение происходит за счет надевания цилиндра ёмкостной связи на не раздвинутую телескопическую антенну.
Этот цилиндр представляет диэлектрическую трубку длиной несколько сантиметров подходящего диаметра, которая обернута сверху алюминиевой фольгой.
Трубку обматывают фольгой, затем делают несколько витков зачищенного многожильного монтажного провода длиной около 500 мм и обматывают изоляционной лентой. При работе антенного блока только на дополнительный радиоприемник возможно отключение входа усилителя ВЧ и его питания перемычками S1 и S2. Схема антенного блока показана на рис. 3.
Прием сигналов осуществляется с помощью магнитной рамочной антенны WA1, которая совместно с варикапами VD4—VD7 образует частото-избирательный LC-контур, перестраиваемый по частоте напряжением, поступающим от блока управления. Диоды VD2 и VD3 защищают антенный усилитель на транзисторах VT1—VT3. Он собран по схеме, приведенной в [2].
В антенном блоке умножитель добротности собран на аналоге лямбда-диода VD1, изменяя его напряжение питания, можно регулировать отрицательное динамическое сопротивление, которое аналог вносит в LC-контур, образованный антенной.
С изменением отрицательного динамического сопротивления изменяется добротность контура вплоть до возникновения генерации на частоте его настройки.
С повышением добротности контура увеличивается его избирательность. Аналог лямбда-диода (рис. 4) собран на двух полевых транзисторах с управляющими р-n переходами и разным типом проводимости.
Волы-амперная характеристика (ВАХ) аналога показана на рис. 5. На участке r сопротивление аналога велико и практически не влияет на параметры антенны.
На участке в аналог лямбда-диода вносит отрицательное динамическое сопротивление в контур антенны, и ее добротность увеличивается.
При переходе на участок б возникает генерация. Этот режим используется для калибровки шкалы базового радиоприемника. Участок а не используется. Усилитель ЗЧ можно применить любой с питанием от напряжения 12 В. В авторском варианте он изготовлен по схеме, приведенной на с. 19 в [3]. Описание процедуры налаживания усилителя ЗЧ приведено там же.
Питание усилителя ЗЧ от цепи 12В осуществляется через резистор 150 Ом мощностью 0.5 Вт. Это обеспечивает развязку каскадов ВЧ от каскадов НЧ. Емкость оксидного конденсатора С17 (см. схему в [3]) в цепи питания усилителя ЗЧ увеличена до 470 мкФ.
Базовый радиоприёмник собран на металлическом секционированном шасси шириной 180, длиной 270 и высотой 35 мм (рис. 6).
Каждый узел (блок управления, базовый приемник и усилитель ЗЧ) собран на отдельной односторонней печатной плате, изготовленной с помощью резака из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1.5…2 мм.
Ненужные участки фольги удаляют. Чертеж платы блока управления показан на рис. 7 (вариант без батареи GB1 и переключателя SA1).
Чертеж печатной платы приемника показан на рис. 8, а антенного блока — на рис. 9В требуемых местах плат просверлены отверстия диаметром 2…3 мм для крепления их с помощью винтов к шасси.
В устройстве применены постоянные резисторы МЛТ, С2-23, переменный резистор R1 в блоке управления — СП-1, остальные могут быть любых типов. Оксидные конденсаторы — К50-35 или импортные, остальные — пленочные или керамические.
В ВЧ-усилителе приемника можно применить маломощные ВЧ-транзисторы структуры n-p-n, например, серий КТ368, 2N5551, при этом может потребоваться подбор резистора R3 для получения постоянных напряжений, показанных на рис 2.
Диод VD1 — любой маломощный высокочастотный кремниевый. Трансформатор Т1 намотан на ферритовом кольце проницаемостью 600НН диаметром 10 мм проводом ПЭЛ 0,3. Первичная обмотка содержит 45 витков, вторичная — 15 витков.
В антенном блоке транзисторы 2N5401С можно заменить транзисторами 2N2894. Замена транзистора КП307Б — любой n-канальный высокочастотный с управляющим p-n переходом и начальным током стока не менее 4 мА. Катушка L1 намотана на таком же ферритовом кольце тем же проводом и содержит 25 витков, с отводом от четвертого.
Полевые транзисторы аналога лямбда-диода смонтированы на односторонней печатной плате из фольгированного стеклотекстолита толщиной 1…1.5 мм. Ее чертёж показан на рис. 10. Можно обойтись и без печатной платы, изготовив плату из текстолита и распаяв выводы транзисторов в соответствии со схемой, используя отрезки луженого провода.
Передняя стенка базового радиоприемника сделана на скорую руку из ДВП-панели. На ней размещены динамическая головка и все органы управления (рис. 11).
Резистор перестройки по частоте снабжен круговой шкалой с верньером. Плата антенного усилителя установлена в пластмассовой коробке подходящих размеров (рис. 12).
Если он будет размещён внутри помещения, с антенной его соединяют отрезком коаксиального кабеля длиной около 50 см. В этом случае верхняя граница диапазона рабочих частот — 10 МГц.
При непосредственном подключении антенного усилителя к антенне верхняя граница перестройки будет около 12 МГц. Но в этом случае плату усилителя надо защитить от влаги.
Кабель связи базового радиоприемника с антенным блоком длиной около 15 м. Он состоит из коаксиального кабеля RG-58 и четырёх многожильных изолированных проводов с внутренним диаметром 0,5 мм. Кабель и провода складывают вместе и скрепляют между собой с помощью изоляционной ПВХ-ленты.
Градуировку шкалы проводят следующим образом. Подключают к устройству дополнительный радиоприемник с цифровой шкалой и настраивают его на желаемую частоту.
Переводят антенный блок в режим генерации и перестраивают его, пока сигнал не попадет в дополнительный приемник, и делают соответствующую отметку на шкале.
Сама антенна (рис. 13) изготовлена из алюминиевого обруча диаметром 700 мм, который закреплен на текстолитовой пластине.
Сначала в неразрезанном обруче сверлятся отверстия для крепежа. Обруч накладывают на пластину и сверлят в ней по месту отверстия для его крепежа.
Затем сверлят отверстия для крепления пластины на мачте или оконном проеме, а также отверстия для крепления коаксиальною кабеля.
В последнюю очередь в обруче в соответствующем месте выпиливают участок длиной 50 мм и устанавливают его на пластину. Места контактов обруча и коаксиального кабеля надо защитить от попадания влаги.
УМНОЖИТЕЛИ ДОБРОТНОСТИ | Техника и Программы
Применение положительной обратной связи как средства повышения чувствитель-ности и избирательности ламповых и транзисторных радиоприемников общеизвестно. Существуют приставки, позволяющие получать такой эффект без переделки приемника. Они называются умножителями добротности (Q-умножителями). Умножитель добротности представляет собой недовозбужденный генератор электрических колебаний с положительной обратной связью, величину которой можно изменять. Если режим работы генератора подобрать таким, что компенсация активных потерь в колебательном контуре будет неполной, то самовозбуждение колебаний не возникает, однако добротность колебательного контура окажется весьма большой. При включении такого контура в резонансный усилитель приемника избирательность и чувствительность последнего может возрасти в несколько десятков раз.
Наиболее часто контур Q-умножителя включается в усилитель промежуточной частоты. Сам Q-умножитель выполняется в виде отдельной конструкции, имеющей выводы для подключения ее к приемнику.
Ниже рассматривается несколько схем умножителей добротности (УД), которые можно широко применять в различных приемных устройствах для улучшения их качественных характеристик (чувствительности избирательности, регулировки полосы).
На рис. 1, справа (II), показана принципиальная схема УД, предназначенная для использования в супергетеродинных приемниках с промежуточной частотой 1500 кГц. Слева (I) приведена схема смесителя. На рисунке видно, что связь умножителя добротности со смесителем происходит через конденсатор С2. Контуры LC и L1C1 должны быть настроены на промежуточную частоту.
Как видно из схемы, УД по существу является генератором электрических колебаний, выполненным на транзисторе Т1 по схеме с емкостной обратной связью. Положительная обратная связь осуществляется через конденсатор СЗ. Ток эмиттера транзистора, определяющий его усилительные свойства, можно плавно регулировать переменным резистором R2. Когда ток эмиттера мал, действие положительной обратной связи проявляется слабо. При постепенном увеличении тока эмиттера влияние положительной обратной связи на режим работы генератора усиливается из-за увеличения усилительных свойств транзистора и, наконец, при некотором значении обратной связи наступает самовозбуждение генератора.
При приеме радиостанций, работающих телефоном, резистором R2: режим работы УД устанавливается вблизи порога генерации. Вследствие этого добротность контура L1C1 резко возрастает. Так как данный контур через конденсатор С2 подключен параллельно контуру LC смесителя, то избирательность и усиление, даваемые таким смесителем в узкой полосе частот, также резко возрастают. Если довести УД до самовозбуждения, то он будет работать, как второй гетеродин; при этом полоса пропускания смесителя может доходить до 500 Гц и менее. В этом режиме на приемник можно вести прием радиостанций, работающих телеграфом. Отключение УД производится выключателем В!.
Если при приеме станций, работающих телефоном, изменять величину положительной обратной связи, можно регулировать в достаточно широких пределах полосу пропускания тракта промежуточной частоты. Для промежуточной частоты 1500 кГц катушку L1 наматывают на полистироловом каркасе диаметром 7,5 мм с сердечником СЦР-1 (можно использовать каркас от контура ПЧ телевизора «Рубин-102»).
Она содержит 35 витков провода ПЭЛ 0,1 (Х4), намотанного внавал в четырех секциях шириной 3 мм. Расстояние между секциями — 2 мм.
Если предполагается использовать данную схему УД в приемнике с промежуточной частотой 465 кГц, то и контур L1C1 должен быть настроен на эту частоту.
На рис. 2 приведена схема УД на одном транзисторе для использования в ламповых приемниках супергетеродинного типа. В качестве контура L1C1 применен один из контуров первого фильтра ПЧ приемника, в который вводят УД. Необходимая положительная обратная связь между эмиттерной и коллекторной цепями обеспечивается емкостным делителем С2СЗ. Учитывая, что присоединение УД к контуру L1C1 расстраивает последний, емкость конденсатора С1 нужно уменьшить настолько, чтобы резонансная частота контура ПЧ осталась прежней.
Подстроечный резистор R1 служит для подбора режима работы транзистора по постоянному току. Избирательность (полосу пропускания) приемника регулируют, переменным резистором R3 (изменяют глубину положительной обратной связи). Пределы регулировки избирательности определяются сопротивлением резистора R4.
Питание такого УД производится от обмотки силового трансформатора приемника с помощью однополупериодного выпрямителя, собранного на диоде Д1. Дроссель Др1 наматывают на каркасе (рис. 3), изготовленном из полистирола. Он содержит 100X6 витков провода ПЭЛ 0,1, сердечник — СЦР-2. В качестве дросселя можно использовать любую катушку с индуктивностью порядка 3 — 3,5 мГ.
На рис. 4 приведена схема УД, выполненного на двойном триоде Л1. По существу, такой умножитель представляет собой двухкаскадный усилитель с глубокой отрицательной обратной связью, дополненный цепью с положительной обратной связью, избирательной по частоте. По такой схеме часто собирают высокочастотные генераторы. Нагрузкой левого триода лампы является контур L1CI, включенный в анодную цепь смесителя приемника. Положительная обратная связь на управляющую сетку правого триода подается через конденсатор С2 и резистор R1.
Глубину отрицательной обратной связи изменяют переменным резистором R4. При некотором положении движка резистора R4 положительная обратная связь может стать больше отрицательной. Когда УД окажется на пороге возбуждения, добротность контура L1C1 резка возрастет, а следовательно, увеличится избирательность и чувствительность всего приемника, сузится полоса пропускания тракта ПЧ.
Отключается УД выключателем В1. Назначение резистора R3 — ограничить пределы изменения избирательности. При конструктивном оформлении такого УД его размещают как можно ближе к первому фильтру ПЧ приемника. Ось переменного резистора R1 выводят на переднюю панель приемника, однако сам резистор необходимо установить возле панели лампы Л1.
Простой УД, выполненный на лампе Л! (рис. 5), в отличие от рассмотренных выше, устанавливается не в тракте промежуточной частоты, а на входе приемника. Такой УД рекомендуется применять в простых супергетеродинных приемниках, имеющих KB диапазоны, для уменьшения помех со стороны станций, работающих на частотах, близких к зеркальному каналу. Рассматриваемый УД представляет собой невозбужденный генератор, выполненный по схеме с индуктивной обратной связью. Контур L1C1 является входным контуром приемника. Контур подключается к входу усилителя высокой частоты или, при его отсутствии, к входу смесителя. В схеме УД этот контур через конденсатор СЗ включен в цепь управляющей сетки лампы Л1. Катушка индуктивности L2 является катушкой связи приемника с антенной. Включена она в цепь анода лампы через конденсатор С2. Питание анодной цепи лампы — параллельное, через дроссель Др1. Регулировка глубины положительной обратной связи, а следовательно, и избирательности производится переменным резистором R4, изменяющим крутизну лампы. Чем больше крутизна лампы, тем сильнее положительная обратная связь, а значит, выше добротность контура; величина добротности определяет избирательность входного контура приемника.
Дроссель Jlpi намотан на каркасе диаметром 3,5 мм из органического стекла.
Обмотка дросселя состоит из трех последовательно соединенных секций, содержащих: первая — 10, вторая — 20 и третья — 70 витков провода ПЭЛШО 0,12. Первая секция намотана в один слой, виток к витку. Ширина второй и третьей секций по 4 мм, намотка внавал. Расстояние между секциями — 3 мм. Начало первой секции соединяют с анодом лампы.
В процессе монтажа УД необходимо обеспечить минимальную длину соединительных проводников. При налаживании катушку свлзи 12 надо присоединить к аноду лампы так, чтобы при замкнутом на корпус катоде лампы в контуре L1C1 возникали незатухающие колебания. Если генерации нет, нужно поменять выводы у катушки L2.
На схеме рис. 5 показано включение катушек Li и L2 только для одного диапазона. Если данный УД используется в многодиапазонном приемнике, катушки Ы и L2 должны переключаться имеющимся в приемнике переключателем диапазона.
Интересная вхема УД для использования в связных и вещательных приемниках супергетеродинного типа с промежуточной частотой 465 кГц приведена на рис. 6. Такой умножитель добротности может работать как в режиме селекции, при которой повышается избирательность и усиление всего приемника, так и в режиме режекцни, когда «вырезается» узкая полоса из общей полосы пропускания тракта промежуточной частоты. Режекция позволяет «вырезать» помеху из сигнала, например, мешающую несущую AM сигнала или телеграфной станции. При этом помеха может ослабиться в 300 — 500 раз, а полоса «вырезания» достигать 150 — 200 Гц.
Приставку, в виде которой оформляют УД, подключают к аноду лампы смесителя приемника с помощью отрезка коаксиального кабеля длиной 0,5 м.
УД выполнен на правом триоде лампы Л1 по схеме с емкостной обратной связью. Колебательный контур L1С4С5С6С7 настроен на промежуточную частоту. На левом триоде лампы собран фазоинверсный каскад.
В положении 1 переключателя В1 умножитель добротности выключен. В положении 3 переключателя В1 УД работает в режиме усиления и повышения избирательности.
В этом режиме переменным резистором R8 глубина отрицательной обратной связи уменьшается настолько, чтобы УД был близок к порогу возбуждения; при этом добротность контура возрастает примерно в 20 и более раз. В положении 2 переключателя В1 избирательные и усилительные свойства УД снижаются, так как последовательно с контуром LIC4C5C6C7 секцией В 1а включается резистор R4. Изменяя емкость переменного конденсатора С7 (в положениях 2, 3 переключателя 31), можно перемещать спектр усиливаемых колебаний в полосе пропускания. В положении 4 переключателя В1 выход УД подключается к входу фазоинверсной ступени, что позволяет «вырезать» нежелательный спектр колебаний. Ширину «вырезаемой» полосы частот и степень подавления помехи устанавливают переменным резистором US. Переменным конденсатором С7 можно передвигать частоту режекции в полосе пропускания.
Катушка индуктивности L1 намотана на трехсекционном стандартном каркасе, который помещен в ферритовые чашки 600НН диаметром 8,6 мм. Она содержит 26X3 витков провода ПЭЛ 0,12. Можно использовать катушки ФПЧ от приемников «Сюрприз», «Этюд» и других, имеющих в контуре конденсатор емкостью порядка 1000 пФ. В качестве дросселя Др1 возьмите 2 — 3 катушки от контуров с промежуточной частотой 465 кГц, соединенные последовательно.
Москва, Издательство ДОСААФ СССР, 1976 г. Г-75792 от 11/XI-75 Изд. N 2/743a Зак.756
OCR Pirat
Умножитель частоты 2 (стр. 2 из 4)
В резонансных усилителях транзистор можно включить с ОЭ, ОБ и ОК. В большинстве случаев используется схема с оэ, обеспечивающая максимальное усиление по мощности с малым уровнем шумов. В ряде случаев на достаточно высоких для выбранного транзистора частотах используется схема с ОБ. Колебательный контур в усилитель можно включить по автотрансформаторной, двойной автотрансформаторной, трансформаторной и емкостной схемам.
Рисунок 2.4. Принципиальная схема умножителя частоты на резонансном усилительном каскаде.
Неполное включение контура в коллекторную цепь и к нагрузке позволяет избежать чрезмерного ухудшения добротности контура (особенно когда нагрузкой служит малое входное сопротивление транзистора). Элементы контура и его связь с выходом транзистора и с нагрузкой необходимо выбирать так, чтобы обеспечить настройку каскада на заданную частоту, а также получить требуемую полосу пропускания и нужное усиление. В транзисторах имеется внутренняя обратная связь, кроме того, в усилителе имеются паразитные обратные связи. На частотах ниже и выше резонансной колебательный контур представляет собой комплексную нагрузку и вносит дополнительный фазовый сдвиг. Общий фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами может достичь 0 или 2л, и усилитель самовозбудится. Поэтому в резонансных усилителях часто применяется нейтрализация, устраняющая или ослабляющая обратную связь на частотах, близких к резонансной, и тем самым повышающая устойчивость работы.
3. Выбор обоснования и предварительный расчёт структурной схемы
Задача обеспечения стабильной работы транзисторного умножителя, как правило, решается более сложно, чем для усилителя, поскольку состав высших гармоник в импульсе тока изменяется более существенно, чем амплитуда первой гармоники. Высокая стабильность возможна в схемах, в которых используется отрицательная обратная связь. Создание источника с большим внутренним сопротивлением в умножителях затруднено, так как для фильтрации побочных гармонических составляющих в них обычно используются параллельные колебательные контуры высокой добротности. Такой контур для высших гармонических составляющих входного тока имеет практически нулевое сопротивление и поэтому может рассматриваться как источник гармонического сигнала с нулевым внутренним сопротивлением, что соответствует заданию моего курсового проекта.
Гармоническая форма напряжения может быть в принципе заметно искажена из-за шунтирующего действия нелинейного входа транзистора. Однако при малых мощностях, при которых обычно работает умножитель, входные сопротивления транзистора достаточно велики, чтобы этот эффект не проявлялся.
Структурная схема умножителя частоты представлена на рисунке 3.1
Рисунок 3.1 – структурная схема умножителя частоты
Слабый входной сигнал усиливается с помощью каскадов предварительного усиления. Их число зависит от уровней как входного сигнала, так и сигнала, который требуется получить на выходе многокаскадного усилителя.
Усиленный предварительными каскадами сигнал подаётся на резонансный каскад, который, работая в режиме сильных сигналов, усиливает и фильтрует третью гармонику гармонического сигнала, подаваемого на вход. Тем самым происходит умножение входной синусойды с коэффициентом умножения N = 3. Выходной каскад предназначен для усиления преобразованного сигнала и передачи его с заданной мощностью на нагрузку. Для лучшей фильтрации побочных составляющих спектра выходного можно подключить резонансный LC-фильтр перед нагрузкой.
Определим максимальный ток протекающий через нагрузку:
Исходя из данных:
Тогда ориентировочное количество каскадов предварительного усиления по следующей формуле:
(3.3)Для нашего проекта достаточно буде двух каскадов усиления – предварительного и резонансного. Ориентировочный коэффициент усиления для каждого каскада [4]:
(3.4)
Для расчёта резонансного и предварительного усилительного каскада выберем транзистор ГТ309, который удовлетворяет предъявленным требованиям по частоте и выходной мощности. Параметры транзистора:
– предельная частота
— коэффициент усиления по току Ом – сопротивление базы — ток насыщения— импульс тока каоллектора
— мощность рассеяния
4. Описание принципа работы структурной схемы
Т.к. по условию поставленной задачи генератор входного сигнала отсутствует, а на вход усилителя непосредственно подаётся синусойда заданной частоты и амплитуды, то входное устройство может отсутствовать в разрабатываемой структурной схеме.
Схемная реализация каскада предварительного усиления представлена на рисунке 4.
1. Это схема усилителя на биполярном транзисторе включенном по схеме с общим эмиттером. Я выбрал эту схему так как у нее сравнительно большие коэффициенты усиления по напряжению и по току, а также большое входное сопротивление. Недостаток этой схемы – сдвиг фаз между входным и выходным сигналом равен 180° но в поставленной задаче не указывается обязательное сохранение фазы на выходе, так что этим недостатком можно пренебречь.
Основными элементами схемы являются источник питания, управляемый элемент — транзистор
и резистор . Эти элементы образуют главную цепь усилительного каскада, в которой за счет протекания управляемого по цепи базы коллекторного тока создается усиленное переменное напряжение на выходе схемы. Остальные элементы каскада выполняют вспомогательную роль. Конденсаторы , являются разделительными.Конденсатор
исключает шунтирование входной цепи каскада цепью источника входного сигнала по постоянному току, что позволяет, во-первых, исключить протекание постоянного тока через источник входного сигнала по цепи → → и, во-вторых, обеспечить независимость от внутреннего сопротивления этого источника напряжения на базе в режиме покоя. Функция конденсатора сводится к пропусканию в цепь нагрузки переменной составляющей напряжения и задержанию постоянной составляющей.Рисунок 4.1 – принципиальная схема усилительного каскада с общим эммитером
Резисторы
и используются для задания режима покоя каскада. Поскольку биполярный транзистор управляется током, ток покоя управляемого элемента (в данном случае ток ) создается заданием соответствующей величины тока базы покоя . Резистор предназначен для создания цепи протекания тока . Совместно с резистор обеспечивает исходное напряжение на базе относительно зажима ”+” источника питания.Резистор
является элементом отрицательной обратной связи, предназначенным для стабилизации режима покоя каскада при изменении температуры. Температурная зависимость параметров режима покоя обусловливается зависимостью коллекторного тока покоя от температуры.
Основными причинами такой зависимости являются изменения от температуры начального тока коллектора , напряжения и коэффициента β. Температурная нестабильность указанных параметров приводит к прямой зависимости тока от температуры. При отсутствии мер по стабилизации тока , его температурные изменения вызывают изменение режима покоя каскада, что может привести, как будет показано далее, к режиму работы каскада в нелинейной области характеристик транзистора и искажению формы кривой выходного сигнала. Вероятность появления искажений повышается с увеличением амплитуды выходного сигнала.Регенеративный KB приемник
Схема
Описываемый приемник прямого усиления 2-V-1 рассчитан на работу в радиовещательном диапазоне коротких волн 25 м (11,7…12,1 МГц). Он был создан в порядке эксперимента для дальнейшего изучения свойств авто-динного синхронного приемника. Поэтому с теоретической частью этой проблемы можно познакомиться, прочитав статью В. Т. Полякова [1]. Принципиальная схема приемника приведена на рисунке.
Первый каскад усилителя высокой частоты представляет собой регенеративный умножитель добротности с быстродействующей системой автоматической регулировки регенерации.
Входной колебательный контур составлен из индуктивности рамочной антенны WA1 и емкостей конденсаторов С6 — С10. В пределах указанных рабочих частот он обладает весьма высокой добротностью, поэтому эффективная действующая высота рамочной антенны может достигать нескольких десятков метров. Антенна с такими параметрами способна принимать довольно слабые сигналы. Ограничительным моментом по чувствительности приемного устройства могут стать собственные шумы транзистора входного каскада, поэтому в нем (умножителе добротности) предпочтительнее применять малошумящий транзистор. При его отсутствии неплохие результаты можно получить и от ши-рокораспространенного и дешевого транзистора КТ315Б.
Устройство автоматической регулировки регенерации включает в себя второй каскад усилителя высокой частоты на транзисторе VT2 и диодный детектор, состоящий из элементов С11, VD1, VD2, С13.
Начальный ток смещения для кремниевых диодов и одновременно для транзистора VT1 создается резисторами R1, R2 и R6. Постоянная составляющая с выхода детектора формирует корректирующее воздействие на регенеративный каскад, а переменная составляющая через конденсатор С 12 в виде сигналов звуковой частоты поступает на однокаскадный усилитель звуковой частоты на транзисторе VT3. Нагрузкой этого усилителя являются высокоомные головные телефоны BF1 (например, ТОН-2). Выходная мощность усилителя составляет около 1 мВт.
Стабилизация режимов транзисторов VT2 и VT3 осуществляется с помощью резисторов автоматического смещения R4 и R9 соответственно. Величину сопротивления резистора R4 желательно подобрать так, чтобы напряжение на коллекторе VT2 было близко к половине напряжения источника питания.
Катушка рамочной антенны WA1 бескаркасная, имеет внутренний диаметр 200 мм, содержит два витка медного провода диаметром 1,5 мм, намотанных с шагом 10 мм. Витки для жесткости скреплены между собой вкладышами из диэлектрического материала. Выводы катушки прикрепляются винтами к изоляционной подставке. Если у радиолюбителя имеется стержень из феррита марки 20ВЧ, можно попробовать сделать ферритовую магнитную антенну, но ее эффективность будет хуже, чем у рамочной.
В приемнике использованы постоянные резисторы МЛТ-0,125. Переменный резистор R8 типа СПЗ-1, но подойдет и любой другой. Конденсатор С4 ок-сидный любого типа, с рабочим напряжением не менее 6 В. Подстроечный конденсатор С6 типа КПК-М или КПК-1. Переменный конденсатор С7 можно изготовить самостоятельно по рекомендациям описаний в [1, 2] или применить с другими пределами изменения емкости, например, 4. ..180 пф, но последовательно с ним включить керамический конденсатор емкостью 18… 22 пф. В качестве элемента настройки допустимо применить и варикап, однако это несколько снизит добротность входного контура. Кроме того, для питания вари-капа потребуется дополнительный источник питания напряжением 15.
..20 В. Конденсаторы С8 — С10 керамические КД или КТ (любой модификации и вариантов исполнения). Остальные конденсаторы малогабаритные керамические любого типа. Емкость конденсатора С12 — в пределах 0,25…1,0 мкф. В качестве малошумящего транзистора в регенеративном каскаде можно использовать КТ325А, КТ368А, КТ399А, КТ3106А,КТ3120А.
Печатную плату для экспериментального варианта приемника автор не разрабатывал, монтаж элементов навесной на той же самой изоляционной подставке, к которой была прикреплена катушка рамочной антенны.
Подбором конденсатора С10 и регулировкой подстроечного резистора R8 добиваются устойчивой работы регенеративного каскада на пороге возбуждения. Этому способствуют система автомагической регулировки регенерации, которая отслеживает состояние регенеративного каскада и подает корректирующее воздействие в цепь базы транзистора VT1 через резисторы R6 и R1. Подстроечный резистор R8 должен быть высокого качества. В противном случае шумы резистора будут мешать работе приемника. При отсутствии подстроечного резистора надлежащего качества вместо него следует подобрать постоянный резистор.Границы частот диапазона приема устанавливают конденсатором С6.
Суммарный ток, потребляемый приемником, составляет приблизительно 3 мА, поэтому свежей батареи типа 3336Л вполне хватает на 500 часов работы приемника.
Предложенный вариант приемника хорошо принимает сигналы далеких радиостанций и по сравнению с простым супергетеродином дает более чистый прием за счет узкополосности и направленных свойств рамочной антенны, отсутствия зеркальных и интерференционных помех. Правда, эти преимущества реализуются, если нет мощных мешающих радиостанций.
К недостаткам приемника следует отнести ухудшение параметров рамочной антенны при приближении к ней массивных предметов и зависимость настройки регенеративного каскада от уровня питающего напряжения.
ЛИТЕРАТУРА
1.
Поляков В. Т. Автодинный синхронный приемник. — Радио, 1994, N 3, с. 10.
2. Борисов В. Г. Юный радиолюбитель. Изд. 5-е. — М.: Энергия, 1972, МРБ.
С. КОВАЛЕНКО, г. Кстово Нижегородской обл.
(P 2/99)
Резонансные усилители с умножителем добротности. — Студопедия.Нет
Как известно, полоса частот пропускания резонансного усилителя связана с добротностью простым соотношением:
| f |
| 1 | , | ||
| f | 2Q | ||||
| где f – резонансная частота усилителя, | f – полоса пропускания, Q – | ||||
добротность колебательного контура. В случае необходимости получения очень узкой полосы пропускания требуется применять частотно-избирательную систему с высоким значением добротности. Обычно применяемые колебательные контура чаще всего имеют добротность не превышающую 100 единиц. Катушки колебательных контуров с большей добротностью становятся громоздкими, так как их приходится мотать более толстым или многожильным проводом типа литцендрат. Получить добротность обычного колебательного контура порядка 1000 единиц вообще нереально. В этом случае вместо колебательных контуров применяют электромеханические частотно-избирательные системы: кварцевые фильтры, пьезоэлектрические фильтры, электромеханические фильтры. Однако такие фильтры промышленность изготавливает на фиксированные частоты с вполне определенным значением полосы пропускания. Такие фильтры не всегда можно применить. В ряде случаев поставленную задачу можно решить применением усилителя с умножением добротности.
Такие усилители известны давно. Например, умножение добротности применяется в узкополосных усилителях с мостом Вина или двойным Т-образным мостом. На заре развития радиотехники умножение добротности широко применялось в радиоприемной аппаратуре. Однако в настоящее время эффект умножения добротности мало известен.
69
В усилителях с умножением добротности одновременно применяют два вида обратной связи: частотно-независимую отрицательную и частотно-зависимую положительную. При этом суммарная обратная связь должна оставаться отрицательной, что обеспечивает стабильность работы усилителя. На рисунке 9,7 показана схема такого усилителя. На схеме резисторы R1 и R2 образуют цепь частотно-независимой отрицательной обратной связи, а резистор Ro — цепь положительной обратной связи. Частотная характеристика усилителя определяется свойствами используемого LC колебательного контура. Второй операционный усилитель является буферным каскадом и необходим для согласования нагрузки с выходом усилителя.
Рисунок 9.7
Анализ этой схемы показал, что результирующая добротность определяется выражением
| Q | Qo | |||
| Qo | ||||
| 1 | ||||
| RoC | ||||
где Qo – добротность используемого колебательного контура, ω – резонансная частота колебательного контура. Таким образом, данная схема
| позволяет получить добротность большую в | 1 | раз большую по | ||||
| 1 | Qo | |||||
| RoC | ||||||
70
сравнению с добротностью LC колебательного контура.
В зависимости от величины сопротивления резистора Ro добротность может изменяться от значения Qo до бесконечности, когда усилитель самовозбуждается, причем всегда отрицательная обратная связь больше положительной и только при возбуждении они сравниваются. Экспериментально на частоте 600 кГц легко получить значение добротности порядка 1000. На резонансной частоте выходной сигнал превышает входной в такое же число раз, во
сколько раз увеличивается добротность. Следует иметь ввиду, что добротность Qo с ростом температуры уменьшается. Она уменьшается прежде всего за счет увеличения с ростом температуры омического сопротивления катушки индуктивности. Результирующая добротность в связи с этим также будет изменяться. Причем она будет изменяться быстрее изменения добротности используемого колебательного контура во столько раз, во сколько увеличится добротность, и может стать весьма заметной. Для борьбы с этим явлением последовательно с резистором Ro можно включить полупроводниковое термосопротивление RT . Его сопротивление с ростом температуры растет и компенсирует уменьшение сопротивления Ro. Для хорошей компенсации сопротивление RT должна быть, примерно, в десять раз меньше сопротивления
Ro.
Схема транзисторного усилителя с умножением добротности изображена на рисунке 9,8. Усилитель построен по обычной каскодной схеме типа общий эмиттер — общая база. Выбор схемы обусловлен большим внутренним сопро-тивлением каскодного усилителя, в результате чего колебательный контур слабо шунтируется и сохраняет высокую добротность. Вторая причина выбора
— большое усиление, даваемое схемой, что позволяет меньше шунтировать колебательный контур цепью обратной связи.
71
Рисунок 9.8
Резкое уменьшение полосы пропускания, которое можно приписать возрастанию добротности колебательного контура, обусловлено подачей в цепь эмиттера нижнего транзистора сигналов положительной и отрицательной обратной связи.
Отрицательная обратная связь по току широкополосна и возникает при прохождении тока эмиттера через сопротивление в цепи эмиттера, а так как ток коллектора второго транзистора и ток эмиттера первого в данной схеме отличаются очень мало, то напряжение отрицательной обратной связи оказывается пропорциональным току через колебательный контур.
Напряжение положительной обратной связи, которая возникает в результате передачи части выходного напряжения в цепь эмиттера первого транзистора, пропорционально выходному напряжению и зависит от частоты. Совместное действие этих двух цепей обратной связи эквивалентно действию частотно-зависимой мостовой схемы. Диагональ моста подключена к эмиттеру нижнего транзистора. Стабильность усиления, не худшая, чем у исходного усилителя с выключенными цепями обратной связи, будет наблюдаться во всех случаях, когда совместное действие двух упомянутых цепей не приведет ни на каких частотах к появлению результирующей положительной обратной связи.
Рассмотрим случай оптимальной обратной связи, когда на резонансной частоте колебательного контура положительная к отрицательная обратная
72
связь взаимно компенсируются («мост» сбалансирован). Практически оптимальную обратную связь можно установить следующим образом. Сначала сопротивление в цепи эмиттера нижнего транзистора шунтируют конденсатором большой емкости. Обе цени обратной связи оказываются выключенными. На вход усилителя подают переменное напряжение и замечают величину выходного напряжения на резонансной частоте. Затем шунтирующий конденсатор отключают и переменным резистором R6, регулирующим величину положительной обратной связи, устанавливают то же значение выходного напряжения. При этом необходимо производить некоторую подстройку частоты до получения максимального усиления, так как ширина полосы пропускания резко уменьшается н малейшая расстройка по частоте становится очень заметна.
Итак, при оптимальной обратной связи на частоте резонанса положительная и отрицательная обратная связь взаимно компенсируются и усилитель имеет тот же коэффициент усиления напряжения, что и без обратной связи. При отходе от резонансной частоты глубина положительной обратной связи быстро падает, а глубина отрицательной полностью сохраняется. Результирующая обратная связь оказывается отрицательной, и усиление падает в большей степени, чем без обратных связей. В результате достигается уменьшение поло-сы пропускания, которое можно приписать возрастанию добротности колебательного контура. В первом приближении, при оптимальной обратной связи добротность можно подсчитать по формуле Q=Q0nk/n0.Здесь Qo — добротность колебательного контура с учетом шунтирующего действия нагрузки и выходного сопротивления усилителя; nк — коэффициент включения контура к усилителю; n0 — коэффициент включения к контуру цепи обратной связи. Первый коэффициент равен отношению напряжения на коллекторе верхнего транзистора к напряжению на всем контуре, второй — отношению напряжения на входе цепи положительной обратной связи к напряжению на
73
всем контуре. Из приведенного выражения видно, что добротность колебательного контура умножается на некоторое число.
С точки зрения получения более высокой добротности было бы желательно колебательный контур подключать к усилителю целиком, что соответствует значению nк=1. Однако в этом случае увеличивается нестабильность резонансной частоты из-за непостоянства емкости коллекторного перехода второго транзистора. Применение частичного включения колебательного контура заметно улучшает стабильность. Так, например, при nн = 0,5 нестабильность резонансной частоты снижается в 4 раза.
Рассматриваемая формула дает значение добротности при оптимальной обратной связи. Изменяя сопротивление цепи положительной обратной связи, можно получить как большие, так и меньшие значения добротности.
Но такой путь получения больших значений добротности нежелателен, так как приводит к резкому уменьшению стабильности усиления.
В процессе наладки усилителя могут встретиться трудности, связанные с измерением очень больших значений добротности. Измерять добротность по полосе пропускания становится затруднительно вследствие недостаточной точности отсчета частоты по шкале генератора. Лучше определять добротность по времени затухания собственных колебаний, возбуждаемых прямоугольным низкочастотным напряжением, подаваемым на вход усилителя. Как известно, интервал времени τ, в течение которого амплитуда собственных колебаний упадет в 2,72 раза, связан с добротностью Q и резонансной частотой соотношением Q=πf0τ. Интервал τ можно определить непосредственно по измерительной сетке электронно-лучевой трубки осциллографа. Непосредственные измерения показали, что рассмотренная схема на частоте 465 кГц дает возможность получать добротность достигающую 10000.
На низких частотах катушки индуктивности получаются слишком громоздкими. Использовать пьезоэлектрические и электромеханические
74
фильтры затруднительно по тем же причинам. Поэтому на низких частотах получили большое распространение узкополосные усилители, у которых частотная характеристика формируется за счет применения усилителей с частотно зависимыми обратными связями, полученными с помощью различных RC цепей. В качестве классического примера можно рассмотреть усилитель с мостом Вина. Схема моста Вина показана на рисунке 9.8.
Рисунок 9.8 Мост Вина обладает частотно-избирательными свойствами. На частоте
fo=1/2πRC, называемой квазирезонансной частотой, мост балансируется и выходное напряжение становится равным нулю. Поэтому мост Вина часто используется для подавления сигнала определенной частоты. Частотная характеристика моста Вина показана на рисунке 9.9.
75
Рисунок 9.
9
Если поместить мост Вина в цепь отрицательной обратной связи усилителя, то на квазирезонансной частоте отрицательная обратная связь отсутствует и усилитель имеет высокий коэффициент усиления. При отличии частоты сигнала от квазирезонансной частоты мост Вина несбалансирован, на его выходе появляется сигнал отрицательной обратной связи и усиление усилителя уменьшается. Таким образом, усилитель с мостом Вина может работать в качестве узкополосного усилителя. На рисунке 9.10 показана схема такого усилителя.
Анализ схемы показывает, что частотная характеристика такой схемы получается точно такой же , как и при применении одиночного колебательного контура с резонансной частотой fo=1/2πRC и добротностью порядка Ко/3, где Ко коэффициент усиления операционного усилителя без цепи обратной связи. Однако добротность у такого усилителя получается слишком большой.
Рисунок 9.10 Кроме того, схема усилителя с мостом Вина очень чувствительна к
малейшему разбалансу моста, вызванного, например, изменением температуры. Поэтому рассмотренную схему можно рекомендовать лишь для усилителя с
76
низкой добротностью. Это можно легко получить в рассмотренной схеме путем разбаланса моста с помощью подстроечного резистора таким образом, чтобы на квазирезонансной частоте на выходе моста
Вина имелось небольшое напряжение, обеспечивающее отрицательную обратную связь. При этом уменьшается добротность и коэффициент усиления усилителя. Более или менее стабильную работу усилителя можно получить лишь при добротности не превышающей 10 единиц.
Для большей добротности можно рекомендовать схему с низкочастотным гиратором. На рисунке 9.11 показана схема низкочастотного гиратора. Основная функция гиратора, в данном случае, создавать искусственную индуктивность. Анализ схемы показывает, что если бы характеристики операционных усилителей были бы идеальными, то входное сопротивление схемы было бы чисто индуктивным с индуктивностью L=R2C.
Если к этой индуктивности присоединить еще один конденсатор С, то получился бы колебательный контур с резонансной частотой fo=1/2πRC и бесконечной добротностью, поскольку идеальный гиратор создает индуктивность без потерь.
Рисунок 9.11
На самом деле с повышением частоты в операционных усилителях появляются фазовые сдвиги и добротность уменьшается. Однако при использовании достаточно высокочастотных операционных усилителей
77
возможно получение добротности в диапазоне звуковых частот не менее 1000. Получить большую добротность затруднительно еще и по той причине, что трудно найти конденсаторы с низкими потерями.
Рассмотрим две схемы резонансных усилителей с гираторами. На рисунке 9.12 показана схема усилителя с параллельным колебательным контуром.
Рисунок 9.12
Добротность продуцируемого колебательного контура в этой схеме равна Q=R1/R. На резонансной частоте выходные сигналы U2 и U3 равны по величине и в корень из двух раз больше входного сигнала. Они сдвинуты по фазе один относительно другого на 90 градусов и на 45 градусов относительно входного сигнала. Если производить перестройку резонансной частоты сдвоенным переменным сопротивлением R, то при этом на резонансной частоте не будут изменяться величина сигнала и ширина полосы пропускания. Такие свойства данной схемы идеальны для измерительных усилителей.
На рисунке 9.13 показана схема резонансного усилителя с использованием последовательного колебательного контура.
78
Рисунок 9.13
Добротность контура, как и предыдущей схеме, равна Q = R1/R. Но на резонансной частоте выходной сигнал получается в Q раз больше, чем в предыдущей схеме: U2 U3 Q 2U1.
Таким образом, данная схема имеет большой коэффициент усиления и в этом ее достоинство.
Но при перестройке резонансной частоты сдвоенным переменным сопротивлением R величина выходного сигнала будет изменяться, хотя полоса пропускания останется неизменной.
Схема резонансного усилителя с гиратором допускает возможность перестройки резонансной частоты одним переменным сопротивлением или конденсатором. Если использовать резисторы с разными сопротивлениями и конденсаторы различной емкости, определяющие резонансную частоту, то для резонансной частоты получим формулу:
Любой элемент в подкоренном выражении можно сделать переменным и в соответствии с этой формулой будет меняться частота.
79
Если необходимо получить на резонансной частоте отсутствие фазового сдвига для выходного сигнала относительно входного, то можно использовать другую схему гиратора, показанную на рисунке 9.14.
Рисунок 9.14
Характеристики этой схемы с повышением частоты становятся несколько хуже, по сравнению с предыдущей, но на самых низких частотах разницы нет.
Синхронные фильтры
Синхронное выделение сигнала получило довольно широкое распространение. Это наиболее простой способ получения предельно узкой полосы пропускания на низких частотах, если только есть источник так называемого опорного сигнала. В самом простом случае опорный сигнал формируется из сигнала генератора, который служит источником сигнала подлежащего выделению. В этом случае можно говорить, что опорный сигнал когерентен выделяемому. В когерентном случае нестабильность частоты сходного генератора не имеет никакого значения даже при предельно узкой полосе пропускания. Например, частота может меняться на 100 Гц при полосе
80
пропускания I Гц и это никак не отразится на величине выходного сигнала. Такой результат получается вследствие того, что синхронная система выделения как бы всегда настроена на частоту опорного сигнала.
Сигналы когерентные проходят через синхронную систему без ослабления, а сигналы некогерентные
Рисунок 14.15
ослабляются в зависимости от расстройки по частоте и полосы пропускания. Наиболее просто устроен синхронный фильтр. На рисунке 14.15 показана схема иллюстрирующая принцип действия простейшего синхронного фильтра. Фильтр состоит из резистора и двух конденсаторов, мгновенно переключаемых в моменты прохождения входного сигнала через нуль, так что один из этих конденсаторов будет заряжаться от положительных полуволн входного напряжения, а второй от отрицательных.
Как правило, постоянная времени RC цепочки берётся очень большой, так что за время одного полупериода напряжение на конденсаторах существенно измениться не может и форма выходного напряжения становиться прямоугольной. Конденсатор Cо, показанный на схеме, является суммой всех действующих в схеме паразитных емкостей и ухудшает работу синхронного фильтра на высоких частотах. Среднее значение входного напряжения за
81
полупериод равно 2 Uo . Среднее значение выходного напряжения равно Vo.
| При переброске ключа конденсатор Co | перезаряжается за счёт заряда, | ||||||
| протекающего черeз резистор R. Поэтому можно написать равенство | |||||||
| 2 | Uo Vo T | ||||||
| 2VoCo | (1) | ||||||
| R | 2 | ||||||
| Откуда | 2 | Uo | (2) | ||||||
| Vo | |||||||||
| 1 4fRCo | |||||||||
Где f частота сигнала.
| |||||||||
| По мере роста частоты сигнала выходное напряжение падает. Синхронный | |||||||||
| фильтр работает частотно независимо, пока | 4fRCo <<1. На частоте | ||||||||
| fв | 2 1 | (3) | |||||||
| 4RCo | |||||||||
| величина выходного сигнала падает в | 2 раз, по сравнению со значением на | ||||||||
низких частотах. Эта частота определяет верхнюю частотную границу применения данного синхронного фильтра.
Полоса пропускания синхронного фильтра, как известно, определяется значением его добротности, а добротность равна
Поэтому ширина полосы пропускания равна
Выбирая соответствующее значение произведения RC можно легко получить любое необходимоe, значение полосы пропускания. Например при R
82
=1MOм и 0=0,33 мкФ получаем f=1 Гц. На частоте 100кГц этой полосе пропускание, будет соответствовать добротность равная 100000. Впрочем, идя по такому пути нельзя получить как угодно большое значение добротности, так как всё более сильно будет сказываться действие паразитной ёмкости Co. Подставив в выражение (4) значение частоты из (3) находим максимально возможное значение добротности
| C | (6) | ||||||
| Q max | 4 |
| 2 1 Co | ||||
| Если взять разумные значения С=10мкФ и Со=10пФ, то | Qmax =300000.
| ||||||
Важной особенностью синхронного фильтра является зависимость амплитуды выходного сигнала от сдвига фаз между выделяемым и опорным сигналом. Эта зависимость учитывается добавлением соответствующего множителя . Вместо формулы (2) имеем
| 2 | Uo | (7) | |||||
| Vo |
|
| cos | ||||
| 1 4fRCo | |||||||
Для устранения фазовой зависимости в цепи опорного сигнала ставят фазовращатель.
В реальной схеме синхронного фильтра переключение конденсаторов осуществляется обычно электронными ключами на биполярных или полевых транзисторах с изолированными или неизолированным затвором. Лучший результат получается при использование ключей в интегральном исполнении.
Для нормальной работы синхронного фильтра чрезвычайно важно обеспечить переключение так, чтобы не было даже кратковременного одновременного состояния проводимости обеих колючей, когда конденсаторы на это время оказываются соединенные параллельно и сбрасывают заметную долю своего заряда. Этот эффект, наряду с действием паразитной емкости, ведет к ухудшению работы синхронного фильтра на повышенных частотах.
83
Обычно не удается обеспечить работу синхронного фильтра на частотах не превышающих 100 КГц.
На рисунке 14.16 показана схема синхронного фильтра с использованием интегрального ключа и формирователя опорного сигнала на операционных усилителях.
Поскольку коммутирующие сигналы имеют амплитуду до нескольких вольт и между затвором и каналом ключевого транзистора имеется ёмкость и некоторый ток утечки, работа синхронного фильтра сопровождается появлением так называемых коммутационных помех, ограничивающих возможность пропускания слабых сигналов . В чистом виде коммутационные помехи обнаруживается на выходе при отсутствии входного сигнала, получаемом замыканием входа. В момент переброса напряжения на затворах ключей ёмкость между затворами и каналом совместно с сопротивлением канала дифференцирует коммутационный сигнал и на выходе появляются кратковременные импульсы. Амплитуда их имеет величину порядка 10 мВ, длительность менее I мкс. Несмотря на довольно значительную амплитуду помехи, из за незначительной длительности ее, среднее значение помехи получается небольшим, так как данная схема чаще всего используется для выделения сигналов на низких частотах. Одновременно с дифференцированием на нелинейности сопротивления канала происходит детектирование сигнала, что приводит к появлению сигнал помехи, имеющего прямоугольную форму. Эту помеху можно скомпенсировать, введя компенсирующий
84
Рисунок 14.16
сигнал из цепи управления работы ключами подстроечным резистором R6. Опорные сигналы формируются компараторами на операционных усилителях из гармонического сигнала величиной в 2,5 В. Для устранения сквозного тока пороги срабатывания компараторов несколько смещены делителями напряжения на резисторах R2-R6. В результате напряжения отпирающие ключи не совпадают во времени. Оптимальный результат получается при вполне определенном соотношении между величиной напряжения подаваемого на вход компараторов и величиной напряжения смещения.
Схема пропускает сигналы до 5В по амплитуде. При указанных величинах R и С усредняющей цепочки уже на частоте 12 кГц наблюдается падение коэффициента передачи напряжения на 30 %, обусловленное паразитной ёмкостью.
Рассматриваемая схема синхронного фильтра пропускает сигналы не только совпадающие по частоте и фазе с опорным сигналом, но и сигналы частота которых в нечётное число раз больше частоты опорного сигнала,
85
причём частота выходного сигнала по-прежнему совпадает с частотой опорного сигнала а амплитуда уменьшается пропорционально номеру гармоники. Эта особенность может ухудшить качество выделения полезного сигнала, например в полосах пропускания нечётных гармоник будут проходить добавочные шумовые сигналы. Для создания однополосной частотно избирательной системы перед синхронным фильтром можно поставить обычный пассивный или активный фильтр нижних частот или узкополосный фильтр, пропускающий сигнал на частоте опорного сигнала и подавляющий на частотах более высоких. Добротность такого фильтра может быть невысокой, так как важно хорошо подавить сигналы в три и более раз более высокие, чем частота опорного сигнала.
УКВ аппаратура_УВЧ , конвертеры. CAVR.ru
Часть 1. Блоки УКВ аппаратов
Статья 6. Усилители высокой частоты и конвертеры
Усилитель Высокой Частоты (УВЧ) является первичным звеном радиоприемника, связывающим приемник с антенной. Очень часто радиолюбители для названия этого устройства применяют слово «преселектор», которое можно расшифровать как «предварительный выбор частоты». На мой взгляд, понятие «УВЧ» имеет более широкий смысл. Главная задача преселектора состоит в «выборе частот», т.е. в выделении нужного сигнала из общей массы поступающих на антенное устройство ВЧ сигналов. УВЧ кроме селекции должен также и усиливать выбранные сигналы.
К УВЧ любого приемника предъявляются следующие основные требования.
• Необходимость ослабления сигналов на побочных каналах приемника (т.е. на зеркальной и промежуточной частотах радиоприемника), при этом ослабление полезного сигнала, поступающего из антенны, должно быть минимальным. Ослабление всех нежелательных сигналов характеризуется избирательностью УВЧ.
• УВЧ должен усиливать поступающий от антенны сигнал, при этом следует уделить внимание тому, чтобы УВЧ не вносил повышения шумов. Минимальные шумы — это самое основное требование к УВЧ для УКВ приемной аппаратуры. В густонаселенных радиолюбителями районах, УВЧ, кроме того, должен способствовать увеличению динамического диапазона радиоприемника, поскольку при этом снижаются уровни помех в тракте усилителя радиочастоты и на входе смесителя. Но это в большей степени относится к приемникам КВ.
• УВЧ должен быть хорошим согласующим устройством между входным волновым сопротивлением фидера антенны и первым каскадом усиления УВЧ (или смесителя). Равенство этих сопротивлений обеспечивает максимальную передачу высокочастотной энергии на вход первого каскада УВЧ приемника (или смесителя). От качества согласования зависит чувствительность радиоприемника.
При высоком уровне помех между антенным входом и УВЧ применяют специальные ВЧ фильтры. Они могут быть как перестраиваемые, так и не перестраиваемые по частоте. Для работы в различных участках УКВ диапазонов применяют, как правило, фильтры неперестраиваемые. Перестраиваемый преселектор с выской избирательностью для низкочастотных УКВ диапазонов можно выполнить на спиральных резонаторах, представляющих собой полые металлические цилиндры или прямоугольные коробки, внутри которых на равных расстояниях от стенок размещены катушки индуктивности.
Внутренняя поверхность цилиндров или коробок должна иметь хорошую проводимость на высоких частотах, поэтому она должна быть возможно более гладкой и, как правило, эту поверхность серебрят.
Рассмотрение конструкций спиральных резонаторов не входит в число задач этой статьи.
УВЧ должен усиливать принимаемый сигнал до уровня, превышающего уровень шумов смесителя. Уровень шумов УВЧ в наибольшей мере определяет уровень шумов приемника и, следовательно, чувствительность приемника.
Поэтому все элементы УВЧ и в особенности транзисторы выбирают с учетом их шумовых параметров.
Граничные частоты транзисторов УВЧ должны быть по крайней мере в 3—5 раз выше рабочей частоты. Ток коллектора в рабочей точке не рекомендуется выбирать меньше 0,5—1 мА, так как при меньшем токе сильно сказывается зависимость параметров транзистора от температуры и значительно уменьшается крутизна транзистора.
Перечисленные выше требования к УВЧ дают основание к тому, чтобы в этой статье рассматривать не конкретно схему только каскадов УВЧ, а в комплексе со схемами устройств согласования УВЧ с фидерами антенн и смесителями.
Поэтому здесь приводятся схемы, реально существующих и полностью работоспособных схем УВЧ, а так же схемы конвертеров, включающих в себя кроме фильтра ВЧ и УВЧ, смеситель и первый каскад УПЧ, а так же гетеродин
Отдельные блоки УВЧ.
В этом разделе я привожу схемы и краткое описание отдельных блоков, которые могут применяться как отдельные от основного приемника, самостоятельные внешние блоки усиления высокой частоты. Как правило, эти внешние УВЧ стоит применять, если вы используете радиоприемник с недостаточной чувствительности.
Проверить достаточность чувствительности УКВ приемника очень просто. Для этого нужно настроить приемник с подключенной антенной на чистый от станций участок диапазона и замкнуть антенный вход приемника на корпус (на землю). Если вы при этом наблюдаете резкое снижение шумов на выходе приемника, то чувствительность вашего приемника вполне достаточная.
Но если резкого снижения шумов не наблюдается, или никакого снижения вообще, — это означает, что вы должны либо улучшить согласование антенны с фидером, либо увеличить чувствительность прием-
ника путем добавления внешних малошумящих каскадов усиления высокой частоты.
Иногда внешний усилитель подключают непосредственно к антенне. В этом случае УВЧ должен быть защищен от попадания влаги и хорошо согласован с одной стороны с выходом антенны, с другой стороны —
с антенным фидером. Также необходимо решить вопрос с подачей питания.
УВЧ с низкоомным входом и выходом
На рис. 6.1 показана схема малошумящего УВЧ, предназначенная для работы в качестве первого каскада радиоприемника.
В схеме применен сверхвысокочастотный малошумящий транзистор VT1 типа КТ3132 или КТ3101. УВЧ не имеет резонансных контуров и в качестве нагрузки транзистора работает высокочастотный трансформатор Tpl, намотанный на кольце диаметром 7…8 мм из феррита марки 50ВЧ
Изготовленный по этой схеме и указанными элементами, УВЧ может работать в диапазоне частот от 50 до 200 МГц. Если использовать ферритовое кольцо с более высокочастотными параметрами, то можно рассчитывать на работу УВЧ на более высоких частотах.
Конструктивное выполнение ВЧ трансформатора показано на рис. 6.2.
Он имеет три обмотки, которые должны соединяться между собой точно по схеме. Начало и конец первой из обмоток на схеме помечены как н1 и к1, начало и конец второй — как н2 и к2 и т.д. Первая и вторая обмотки имеют по 5 витков, третья обмотка — 2 витка из провода ПЭЛ-0,2…0,3. При изготовлении трансформатора берутся три куска провода такой длины, чтобы обеспечить точное выполнение необходимого количества витков. Затем начала трех кусков зажимаются вместе и провода скручиваются в плотный жгут, который после этого наматывается на ферритовое кольцо. Нужно не забыть, что после намотки на кольцо двух витков следует вывести конец третьей обмотки кЗ и дальше продолжать намотку жгута, который будет состоять уже из двух проводов.
Катушка L1 на рис. 6,1 представляет собой ВЧ дроссель, также намотанный на аналогичном ферритовом кольце. Число витков на кольце из феррита 50ВЧ диаметром 7…8 мм должно быть 17… 20.
В качестве диодов VD1 и VD2 можно использовать КД522, КД514 и даже Д220 или Д219 — в крайнем случае.
Входное и выходное сопротивления УВЧ примерно равны между собой и составляют 50 Ом.
УВЧ для телевизионных каналов ДМВ
За последние годы на рынках страны появились телевизионные антенны производства польских фирм.
Эти антенны снабжаются достаточно чувствительным и малошумящим УВЧ. Особенность антенны в том, что она требует хорошего заземления. Малоопытные владельцы этих конструкций часто не обращают внимание на это обстоятельство, и усилители антенны выходят из строя при первой же небольшой грозе. Поэтому
на рынке (во всяком случае, в нашем городе) можно купить отдельную плату с подобным антенным усилителем. Я иногда пользовался такой возможностью. На одной из этих плат стоит обозначение SWA-49 и указано зашифрованное название производителя — AST.
Установив данный усилитель на своей антенне, вы, возможно, сможете решить проблемы с приемом удаленных УКВ станций. Точные параметры этих усилителей мне неизвестны, практика показывает, что они обеспечивают довольно хорошее усиление на частотах от 50 до 600 МГц. УВЧ с умножителем добротности
В начале этого раздела было рассказано о двух вариантах УВЧ, которые могут работать в большом диапазоне частот. Такие УВЧ обычно называются широкополосными и используются в приемниках, предназначенных для просмотра довольно большого частотного диапазона. Но в любительской практике необходимость в такого рода приемниках бывает очень редко. Чаще всего радиолюбителю необходим приемник, работающий в пределах довольно узкого любительского диапазона. К тому же, приемник с широкополосным УВЧ на входе будет подвержен помехам от близкоработающих мощных вещательныхрадиостанций. Поэтому здесь я предлагаю для рассмотрения принципиальную схему УВЧ, который способен организовать прием сигналов только в узкой полосе частот, что поможет избавиться от помех и одновременно улучшит другие параметры приемника.
На рис. 6.3 показана схема очень эффективного УВЧ, который можно применять в низкочастотных участках УКВ диапазона.
Несколько лет тому назад мною была разработана схема УВЧ с умножителем добротности (умножителем Q) на полевом транзисторе КПЗОЗД и последующим апериодическим каскадом усиления на транзисторе КТ610. По этой схеме был построен внешний усилитель ВЧ, показавший исключительно хорошие результаты при совместной работе со связными ламповыми приемниками.
Как потом выяснилось, этот УВЧ заметно улучшал чувствительность и избирательность многих конструкций транзисторных связных приемников.
Отличные результаты были получены при приеме сигналов от Искусственных Спутников Земли (ИСЗ) RS-10/11 и RS-12/13 на диапазоне 29 МГц.
Схема и описание этого УВЧ находится в Интернете на моем сайте, расположенном по адресу http://r3xb.bv.ru в разделе «Модемы». Файл называется preselek.zip.
Для применения данного УВЧ на диапазоне 144 МГц в схему пришлось внести некоторые изменения. Схема доработанного варианта как раз и показана на рис. 6.3.
Здесь применены широкодоступные радиодетали, непременное требова- ние одно — переменный резистор R3 не должен быть проволочным (т.е. должен быть безиндукивным).
Сигнал из антенного фидера ВЧ сигнал поступает через конденсатор очень маленькой емкости С1 на контур L1C2. Величину емкости С1 можете подбирать по своему усмотрению, но в любом случае она на диапазоне 145 МГц не должна превышать 3,3 пФ. На более низкочастотных диапазонах, например, на 29 МГц, эта величина может быть увеличена до 8 пФ.
Резисторы R4, R5 и R6 задают режим работы VT1. Через R1 и R3 осуществляется обратная связь контура L1C2 с истоком транзистора VT1. Чем меньше величина сопротивления переменного резистора R3, тем больше величина напряжения обратной связи и одновременно увеличивается добротность контура. Происходит так называемый процесс умножения добротности контура (умножение Q). При некоторой величине этого напряжения усилитель превращается в генератор. Та величина напряжения обратной связи, при которой УВЧ превращается в генератор, называется «порогом генерации». Самая высокая добротность контура L1C2 при напряжении обратной связи близком к порогу генерации.
В этом случае УВЧ имеет самую узкую полосу пропускания, но несколько повышаются шумы. Поэтому, когда от вашего приемника требуется самая высокая чувствительность, УВЧ следует настроить на более широкую полосу пропускания.
Транзистор VT2 работает как обычный апериодический усилитель. В этом каскаде применен малошумящий ВЧ транзистор средней мощности КТ610. В своих конструкциях можете применять иные, более удобные для вас, транзисторы.
Катушка L1 бескорпусная, имеет 5 витков провода ПЭЛ-0,6 и намотана на болванке диаметром 8 мм. Длина катушки — 25 мм. Отвод выполнен от середины катушки. Катушка L2 представляет собой высокочастотный дроссель и делается только в том случае, когда при настройке не удается достигнуть порога генерации. Катушка наматывается куском провода ПЭЛ-0,4 длиной ОД…0,2 от длины волны, на которой применяется УВЧ. Конденсатор С2 должен быть обязательно с воздушным диэлектриком.
На рис. 6.4 показана схема точно такого же УВЧ, но предназначенная для работы на диапазоне 29 МГц. Может применяться и на KB диапазонах, но при этом следует выбирать соответствующие параметры контурных катушек. Для диапазона 29 МГц катушка L1 должна быть выполнена на каркасе 8 мм, число витков — 25 проводом ПЭЛ-0,4, длина намотки — 15 мм.
Для использования подобного усилителя на других диапазонах смотрите информацию в Интернете на сайте по адресу http://r3xbtga.narod.ru/. Малошумящий узкополосый УВЧ
На рис. 6.5 приведена схема УВЧ, выполненная на малошумящих транзисторах импортного производства.
Схема рассчитана на применение в диапазоне 435 МГц и частично мною упрощена по сравнению с оригиналом, заимствованным из радиолюбительской литературы.
Величины резисторов R1 и R3 подбираются по величинам тока через транзисторы, которые обеспечивают лучшие шумовые характеристики УВЧ.
В схеме применены транзисторы, выполненные на базе соединений галлия, поэтому, если у вас окажутся подобные транзисторы, следует познакомиться с правилами обращения с этими приборами.
Тяпичев Г.А.
продолжение следует…
Глава 16: Расширенные разделы по усилителям: [Analog Devices Wiki]
В этой главе мы рассмотрим несколько схемотехнических решений с использованием нескольких транзисторов, которые выходят за рамки базовых конфигураций, которые мы обсуждали в предыдущих главах.
16.1 Улучшения эмиттерного повторителя
Инкрементное усиление напряжения, A V , ( V OUT / V IN ) эмиттерного повторителя в идеале должно быть равно 1, но всегда будет немного меньше 1.Обычно коэффициент усиления определяется следующим уравнением:
Из уравнения видно, что для получения коэффициента усиления, близкого к единице, мы можем либо увеличить R L , либо уменьшить r e . Мы также знаем, что r e является функцией I E и что по мере увеличения I E r e уменьшается. Также из схемы, рис. 16.1 (a), мы можем видеть, что I E связан с R L и что по мере увеличения R L I E уменьшается для фиксированного напряжения питания.Эти два эффекта работают в противовес друг другу в простом эмиттерном повторителе с резистивной нагрузкой. Таким образом, чтобы оптимизировать усиление ведомого, нам необходимо изучить способы либо уменьшить r e , либо увеличить R L , не влияя на другое.
Если посмотреть на повторитель с другой стороны, из-за присущего ему сдвига постоянного тока из-за транзистора В BE , разница между входом и выходом должна быть постоянной в течение предполагаемого размаха сигнала. Из-за простой резистивной нагрузки R L на рисунке 16.1 (a), ток эмиттера I E увеличивается и уменьшается по мере того, как выходной сигнал колеблется вверх и вниз. Мы знаем, что В BE является экспоненциальной функцией I E и изменится примерно на 18 мВ (при комнатной температуре) при изменении I E с коэффициентом 2. Учитывая R L = 2,2 кОм, размах +/- 2 В и общее напряжение питания 8 В ( В, + = + 4 В и В, — = -4 В), минимальное значение I E = 2 В / 2,2 КОм или 0,91 мА и максимальное I E = 6В / 2.
2 кОм или 2,7 мА . Это приводит к разнице 1,8 мА и приводит к изменению 28 мВ на В BE . Это наблюдение приводит нас к первому возможному усовершенствованию эмиттерного повторителя, показанного на рисунке 16.1 (b).
Рисунок 16.1 Эмиттерный повторитель с нагрузкой источника тока.
Токовое зеркало из главы 11 можно заменить резистором нагрузки эмиттера для подачи фиксированного тока эмиттера на транзистор усилителя, рисунок 16.1 (б). Токовое зеркало пропускает более или менее постоянный ток в широком диапазоне напряжений. Если игнорировать любой ток во внешней нагрузке на В OUT , этот более или менее постоянный ток, протекающий в транзисторе Q 1 , приведет к более или менее постоянному значению В BE .
С другой стороны, очень высокое выходное сопротивление источника тока эффективно увеличило R L , в то время как r e остается на низком значении, установленном током I E .В разделе 11.5.3 главы, посвященном выходному сопротивлению токового зеркала, мы видели, что использование эмиттерных резисторов дегенерации может значительно увеличить r O по сравнению с установленным напряжением раннего транзистора В A .
16.2 Эмиттерный повторитель дополнительной пары обратной связи
Альтернативный подход к совершенствованию эмиттерного повторителя заключается в уменьшении эффективного r e за счет отрицательной обратной связи. Уменьшение r e может быть решено путем добавления второго транзистора для увеличения коэффициента отрицательной обратной связи за счет увеличения коэффициента усиления без обратной связи.Одиночный транзистор заменяется парой транзисторов со 100% обратной связью по напряжению с эмиттером первого транзистора.
Это часто называют дополнительной парой обратной связи, как показано на рисунке 16.2.
Рисунок 16.2 Эмиттер-повторитель дополнительной пары обратной связи
Значение R 1 имеет решающее значение для хорошей линейности, поскольку оно устанавливает I C транзистора Q 1 . Ток коллектора Q 1 будет приблизительно равен В BE Q 2 , деленному на 1 рэндов.Этот ток в Q 1 будет относительно более постоянным, чем ток в R L . Большая часть переменного тока в R L (при изменении V OUT ) будет течь в Q 2 , а не в Q 1 . Резистор R L , конечно, можно дополнительно заменить источником постоянного тока в качестве дальнейшего улучшения, как мы только что видели в разделе 16.1.
Важным следствием добавления дополнительного транзистора Q 2 является то, что он дополнительно ограничивает максимальный положительный размах выходного сигнала.В простом эмиттерном повторителе, показанном на рисунке 16.1 (а), выходной сигнал не может превышать В + — В BEQ1 . В то время как выход повторителя на рисунке 16.2 может колебаться не выше В + — В BEQ1 — В BEQ2 , а переходы коллектор-база транзисторов остаются смещенными в обратном направлении.
16.2.1 Последователи источника на полевых транзисторах
Важно отметить, что уравнение усиления для повторителей на основе полевых транзисторов во многом такое же, как и для повторителей на основе BJT, при замене сопротивления источника слабого сигнала r s .
Мы также знаем, что сопротивление источника слабого сигнала является функцией постоянного тока стока I D , поэтому использование тех же схемных методов для поддержания I D более постоянным с изменениями тока нагрузки улучшит характеристики повторителей на основе полевых транзисторов, поскольку Что ж.
16.2.2 Эффект тела
Все МОП-транзисторы имеют четвертый вывод, который необходимо учитывать при проектировании схем, в которых используются эти устройства. Дополнительный эффект, ограничивающий точность усиления истокового повторителя на основе полевого транзистора, возникает из-за возможных изменений напряжения на этом четвертом выводе, часто называемом корпусом или обратным затвором, в случаях, когда корпус или подложка подключены к фиксированному отрицательному источнику питания. (для устройств NMOS или положительный источник питания для устройств PMOS), а не источник.
Эффект тела относится к изменению порогового напряжения, В th , изменением В SB , напряжения источника на задний затвор. Поскольку напряжение на заднем затворе влияет на пороговое напряжение (когда оно не привязано к источнику), его можно рассматривать как второй затвор. Эффект тела иногда называют «эффектом заднего прохода».
Для режима улучшения устройства NMOS влияние тела на пороговое напряжение рассчитывается путем применения модели Шичмана-Ходжеса с использованием следующего уравнения:
Где:
В TB — пороговое напряжение при наличии смещения подложки,
В SB — смещение источника к телу подложки
2f F — поверхностный потенциал
В TO — пороговое напряжение для нулевого смещения подложки.
Параметр эффекта тела:
Где:
t ox — толщина оксида
ε ox — диэлектрическая проницаемость оксида
ε si — диэлектрическая проницаемость кремния
N A — концентрация легирования
q — заряд электрона
16.3 Регулятор напряжения серии улучшенный
В главе 6 мы кратко рассмотрели стабилитрон как шунтирующий стабилизатор, рисунок 16.
3 (a). Если мы включим транзисторный каскад с эмиттерным повторителем вместо последовательного резистора, мы сможем значительно улучшить характеристики регулирования нагрузки регулятора. Добавление каскада эмиттерного повторителя к простому стабилизатору Зенера, как показано на рисунке 16.3 (b), образует простой последовательный регулятор напряжения и существенно улучшает регулирование цепи. Здесь ток нагрузки I RL обеспечивается транзистором, база которого теперь подключена к стабилитрону.Таким образом, базовый ток транзистора (I B ) является единственным переменным током, протекающим в стабилитроне, и меньше, чем ток через R L , на ß или коэффициент усиления по току эмиттерного повторителя. Этот регулятор классифицируется как «последовательный», потому что регулирующий элемент, транзистор, включен последовательно с нагрузкой. R 1 устанавливает ток Зенера (I Z ) и определяется как:
где В Z — напряжение стабилитрона, I B — ток базы транзистора и K — коэффициент масштабирования, равный 1.2 к 2, чтобы гарантировать, что R 1 достаточно низкий для максимального значения I B при больших выходных токах нагрузки.
где:
I L — требуемый ток нагрузки, а также ток эмиттера транзистора (предполагаемый приблизительно равным току коллектора)
ß (мин) — минимально допустимое усиление постоянного тока для транзистора.
Рисунок 16.3.1 Улучшенный стабилизатор напряжения Зенера.
Эта схема имеет гораздо лучшее регулирование нагрузки, чем простой стабилизатор шунта Зенера, поскольку базовый ток транзистора формирует очень небольшую нагрузку на стабилитрон, тем самым сводя к минимуму колебания напряжения Зенера из-за колебаний нагрузки.Здесь также полезно отметить, что выходное напряжение теперь будет примерно на 0,65 В меньше, чем В Z из-за падения транзистора В BE , если бы мы не включили дополнительный диод D 1 последовательно с стабилитроном.
Падение напряжения на D 1 можно считать примерно таким же, как у V BE Q 1 . Второй NPN-транзистор с диодным соединением, аналогичный Q 1 , используемый вместо D 1 , обеспечил бы лучшее приближение.Хотя эта схема имеет хорошее регулирование, она все же несколько чувствительна к колебаниям нагрузки и питания. Это можно улучшить, добавив отрицательную обратную связь. Этот простой регулятор часто используется в качестве «предварительного регулятора» в более совершенных схемах линейного регулятора напряжения.
Схема может быть настроена путем добавления переменного резистора в качестве делителя напряжения на стабилитрон, перемещая соединение базы транзистора от верхней части стабилитрона к дворнику потенциометра. Другой способ ступенчатой регулировки выходного напряжения — переключение стабилитронов с различными напряжениями пробоя.
16.3.1 Транзисторный умножитель емкости
В соответствующей схеме источника питания, показанной на рисунке 16.3.2, эффективная емкость конденсатора C 1 умножается на коэффициент усиления транзистора по току (β).
Рисунок 16.3.2 Транзисторный умножитель емкости
R 1 и C 1 образуют фильтр нижних частот, который помогает сгладить любые пульсации на V S , например, от двухполупериодного выпрямителя.R 1 обеспечивает зарядный ток, а также базовый ток транзистора (Q 1 ). R L — нагрузка в цепи. Без Q 1 R L будет нагрузкой на конденсатор, а C 1 должен быть очень большим для поддержания низкой пульсации. При наличии Q 1 нагрузка, налагаемая на C 1 , представляет собой просто ток нагрузки, уменьшенный в β раз. И наоборот, C 1 кажется «умноженным» на коэффициент β к нагрузке.
Обратите внимание, что эта схема не является регулятором напряжения, так как выходное напряжение напрямую зависит от входа V IN .
Выходное напряжение меньше базового на В BE (около 0,65 В). База будет меньше В S (при загрузке) на базовый текущий, умноженный на 1 рэндов. Более высокие значения R 1 (и C 1 ) уменьшают пульсации на выходе почти до незначительного уровня. С другой стороны, это приводит к медленному увеличению выходной мощности до требуемого значения (особенно при подключенной нагрузке) из-за большей постоянной времени R 1 и C 1 .Однако схемы на рисунках 16.3.1 и 16.3.2 могут быть объединены для улучшения фильтрации и регулирования напряжения.
16.3.2 Добавление ограничения выходного тока
Схема ограничения тока — важный элемент любого источника питания. Всегда существует риск того, что нагрузка может потреблять слишком большой ток или шины питания могут даже случайно закоротиться. Включение цепи ограничителя тока предотвратит дальнейшее повреждение внешней цепи, а также предотвратит повреждение самого источника питания.
Можно реализовать ограничитель тока источника питания только с диодами, но тот, который мы рассмотрим здесь, использует один транзистор и резистор измерения тока. Эта схема составляет основу большинства конструкций ограничителей тока источников питания, используемых сегодня, и обычно используется для ограничения тока в выходном каскаде операционных усилителей. Схема ограничения, состоящая из Q 2 и R 2 , включена в простую схему регулятора, показанную на рисунке 16.3.3.
Ограничитель тока работает очень просто. Когда источник питания подает ток ниже максимального уровня, ток течет через резистор считывания, и на нем возникает небольшая разность потенциалов. Номинал резистора выбирается таким образом, чтобы при прохождении максимально допустимого тока от источника питания на нем создавалось напряжение, равное В BE транзистора считывания тока Q 2 .
Обычно это 0.6 вольт при использовании кремниевого транзистора.
Когда напряжение на резисторе считывания тока приближается к 0,6 вольт, транзистор считывания тока начинает включаться. Когда это происходит, напряжение на базе проходного транзистора основного источника питания понижается, тем самым предотвращая любое увеличение выходного тока источника питания. Таким образом, очень легко рассчитать значение чувствительного резистора, используя закон Ома. Это просто В BE / I Lmax .Транзистор считывания тока Q 2 должен иметь достаточно большую емкость по току, чтобы иметь возможность отводить весь ток от базы основного транзистора последовательного прохода.
Рисунок 16.3.3 Регулятор питания с обратной связью и ограничением тока транзистора
Ввиду того, что точка считывания регулятора находится после резистора считывания тока, любое падение напряжения на резисторе не повлияет на выходное напряжение схемы, поскольку оно будет компенсироваться регулятором.Это предполагает, что входное напряжение питания достаточно велико для правильного регулирования схемы. Таким образом, резистор считывания тока не вызовет снижения выходного напряжения схемы регулятора источника питания.
Схема ограничителя тока блока питания показана в схеме очень простого регулятора. Однако он может быть помещен в большинство схем регуляторов, сделанных из дискретных компонентов, с небольшими изменениями. Что касается схем, использующих регуляторы интегральных схем, они практически наверняка содержат схему ограничителя тока, основанную на этом принципе.
16.4 Однотранзисторный фильтр верхних частот
Иногда желательно разработать простой активный фильтр верхних частот, используя каскад усилителя с одним транзистором. Схема транзисторного фильтра, показанная на рисунке 16.4, представляет собой двухполюсный фильтр с единичным усилением. Этот фильтр удобно размещать в более крупной схеме, поскольку он содержит мало компонентов и не занимает много места.
Схема активного транзистора верхних частот довольно проста, в ней всего четыре резистора, два конденсатора и один транзистор.Условия работы транзистора устанавливаются обычным образом. R 2 и R 3 используются для установки точки смещения для базы транзистора. Резистор R L является резистором эмиттера и задает ток для транзистора.
Компоненты фильтра включены в отрицательную обратную связь с выхода схемы на вход. Компоненты, образующие сеть активных фильтров, состоят из C 1 , C 2 , R 1 и комбинации R 2 и R 3 , включенных параллельно, при условии, что входное сопротивление цепи эмиттерного повторителя очень высоки, и на них можно не обращать внимания.
Рисунок 16.4 Схема активного транзисторного фильтра верхних частот
Это для значений, при которых влияние самого транзистора эмиттерного повторителя в цепи фильтра верхних частот можно игнорировать, , то есть :
Где:
β = коэффициент усиления прямого тока транзистора
f o = частота среза фильтра верхних частот
π = равно 3,14159
Уравнения для определения значений компонентов обеспечивают отклик Баттерворта, который обеспечивает максимальную равномерность полосы пропускания за счет максимально быстрого достижения максимального спада.Это было выбрано, потому что эта форма фильтра подходит для большинства приложений, и математика работает легко.
16,5 Умножение частоты
Умножители частоты — это особый класс усилителей, которые смещены в 3–10 раз по сравнению с нормальным смещением среза. Они используются для генерации частоты, кратной (гармонической) более низкой частоте. Такие схемы называются умножителями частоты или генераторами гармоник.
На рисунке 16.5.1 показан умножитель частоты, известный как удвоитель частоты или генератор второй гармоники.
Как показано, входная частота составляет 10 кГц, а выходная частота — 20 кГц, что в два раза превышает входную частоту. Другими словами, вторая гармоника 10 кГц равна 20 кГц. Третья гармоника (утроение частоты) будет составлять 30 кГц, или в 3 раза больше входного сигнала. Четвертая гармоника (квадруплет) будет составлять 40 кГц, или в 4 раза больше входного сигнала 10 кГц. Пятая гармоника (пятикратное увеличение частоты) обычно имеет такое же высокое умножение, как это практически возможно, потому что на гармониках выше пятой выходной сигнал уменьшается до очень слабого сигнала.
Рисунок 16.5.1, Умножение частоты с использованием одного транзистора
Умножители частоты работают от импульсов коллекторного тока, создаваемого усилителем класса C. Хотя ток коллектора протекает импульсами, переменное напряжение коллектора имеет синусоидальную форму из-за действия цепи резервуара. Когда контур выходного резервуара настроен на требуемую гармонику, контур резервуара действует как фильтр, принимая желаемую частоту и отклоняя все остальные.
Следующая схема, рисунок 16.5.2, представляет собой лучший умножитель частоты, использующий дифференциальный усилитель NPN с резонансной выходной нагрузкой LC. При значениях компонентов, показанных на рисунке, выходной уровень составляет около 4 В размах при 33 кГц с входом 1 В размах и 11 кГц. Другие частоты и коэффициенты умножения возможны путем регулировки резонансной частоты резервуара L 1 , C 1 .
Рисунок 16.5.2, Улучшенный множитель частоты.
Амплитудная модуляция может быть применена к выходной частоте посредством конденсатора, соединяющего модулирующий (звуковой) сигнал с базой транзистора источника тока Q 3 .
На рисунке 16.5.3 показаны формы сигналов в типичной цепи. Вы можете видеть, что импульсы тока коллектора имеют ту же частоту, что и входной сигнал. Эти импульсы тока коллектора возбуждают контур резервуара и заставляют его колебаться с частотой, в два раза превышающей базовую частоту сигнала.
Между импульсами коллекторного тока контур резервуара продолжает колебаться.Следовательно, контур резервуара получает импульс тока для каждого второго цикла своего выхода.
Рисунок 16.5.3
Вернуться к предыдущей главе
Перейти к следующей главе
Вернуться к содержанию
Q-MULTIPLIER от SM0VPO
Q-MULTIPLIER от SM0VPOQ-MULTIPLIER
от Гарри Литолла — SM0VPO Несколько недель назад я опубликовал в QRP @ WW об изменениях для преобразования дешевого радио в любительские HF диапазоны.Я откопал одно из своих радио, которое было модифицировано для 7 МГц, и обнаружил, что в него встроена еще одна схема. Это схема для умножителя добротности для уменьшения полосы ПЧ. Я понятия не имею, откуда взялась эта схема, кроме как нацарапанной на обратной стороне пачки сигарет около 20 лет назад.
Схема в основном представляет собой генератор, который не полностью колеблется, поэтому, когда он подключен к концу ПЧ HOT первого трансформатора ПЧ, он увеличивает добротность, тем самым значительно сокращая полосу пропускания ПЧ.Это достигается за счет компенсации потерь в 1-м трансформаторе ПЧ с использованием усиления от дополнительной схемы транзистора.
В приведенной схеме T1 — это первый трансформатор ПЧ от другого из этих дешевых радиоприемников. Конденсатор «c» встроен в трансформатор промежуточной частоты. Соедините выход этой схемы с трансформатором 1-й ПЧ радиостанции, которую необходимо модифицировать, и установите пик первой 1-й ПЧ для максимального принимаемого сигнала. Увеличьте пик трансформатора в схеме Q-умножителя для получения максимального принимаемого сигнала, затем увеличивайте 47K до тех пор, пока не начнется колебание (вы услышите СИЛЬНУЮ ноту ударов).Отрегулируйте трансформатор Q-умножителя на «Zero-Beat» (тон самой низкой частоты). Поверните горшок 47K назад, пока звук не прекратится.
Вот и все!!
Не забудьте повернуть регулятор 47K в «ноль» ПЕРЕД началом настройки. Теперь вы сможете услышать разницу при настройке на станции SSB. Полоса пропускания RX намного меньше и снижает сигналы соседних каналов до более приемлемого уровня. AM-станции с частотой около 7,2 МГц теперь будут звучать немного приглушенно из-за ограниченной полосы пропускания.
Эта схема будет хорошо работать практически с ЛЮБЫМ радиоприемником, имеющим ПЧ 455 кГц, но, ради бога, НЕ ПЫТАЙТЕСЬ ЭТО НА ПРИЕМНИКЕ КЛАПАНА !! Высокое напряжение может быть смертельным.
Не забудьте посетить мою доску сообщений, если у вас есть какие-либо вопросы по этому или любому другому проекту. Я всегда с нетерпением жду отзывов, положительных или отрицательных. Вам не нужно регистрироваться, чтобы отправлять сообщения.
С наилучшими пожеланиями от Гарри Литолла
SM0VPO (QRA = JO89WO), Мрста, Швеция.
EA / SM0VPO (QRA = IM86BS), Нерха, Испания.
bjt — множитель VBE с подавлением сопротивления эмиттера
Я хотел бы несколько упростить схему, которая у вас есть, чтобы мы могли временно избежать необходимости постоянно обсуждать потенциометр, когда реальной целью является попытка понять схему:
смоделировать эту схему — Схема создана с помощью CircuitLab
В приведенном выше примере я представил модель поведения с левой стороны.Это следует из топологии умножителя BJT \ $ V_ \ text {BE} \ $ 1-го порядка без компенсации переменных токов через блок умножителя в среднем примере. Справа представлена топология умножителя BJT \ $ V_ \ text {BE} \ $ 2-го порядка, которая включает компенсацию переменных токов, протекающих через блок.
Все начинается с анализа средней схемы. То, как вы его анализируете, зависит от инструментов, доступных для анализа. Можно использовать линеаризованную гипридную модель слабого сигнала — \ $ \ pi \ $.Но это предполагает, что вы полностью понимаете и принимаете это. Итак, вместо этого давайте возьмем это из более прозаического понимания модели BJT, которая игнорирует любой анализ переменного тока. Вместо этого давайте полностью возьмем его из моделей постоянного тока для больших сигналов и просто сравним результаты «ближайшего» постоянного тока, чтобы увидеть, что произойдет.
Предположим, что мы используем источник постоянного тока, который может немного изменять свой ток, около некоторого предполагаемого среднего значения \ $ I_ \ text {src} = 4 \: \ text {mA} \ $. Для простоты давайте также предположим, что значение соединения база-эмиттер, когда \ $ I_ \ text {C} = 4 \: \ text {mA} \ $ точно, равно \ $ V_ \ text {BE} \ слева (I_ \ text {C} = 4 \: \ text {mA} \ right) = 700 \: \ text {mV} \ $.{I_ \ text {C} = 4 \: \ text {mA}} _ \ text {BE} \\\\ \ text {Или, проще говоря,} \\\\ \ Delta \, V_ {BE} {\ left (I_ \ text {C} \ right)} & = V_T \ cdot \ operatorname {ln} \ left (\ frac {I_ \ text {C}} {I_ \ text { C} = 4 \: \ text {mA}} \ right) \ end {align *} $$
Этого достаточно для начала?
Помните, когда умножитель \ $ V_ \ text {BE} \ $ используется как часть выходного каскада усилителя класса AB, сам источник тока несколько изменяется в зависимости от вариаций шины питания, а также вариаций в базовом приводе для верхний и нижний квадранты выходного каскада.(Верхний квадрант, когда ему нужен базовый ток возбуждения, будет откачивать ток от источника высокого напряжения, и, следовательно, это приведет к изменению тока через множитель \ $ V_ \ text {BE} \ $ — иногда, в зависимости от проектных значений, различается очень много.)
Можете ли вы разобраться в математике, которая здесь присутствует? Или вам нужна дополнительная помощь?
(Я только что заметил, где этот конденсатор находится на вашей схеме. Думаю, он должен быть между коллектором и эмиттером. Но кто знает? Может, я ошибаюсь в этом.Так что оставим это для другого вопроса.)
Обычное \ $ V_ \ text {BE} \ $ Уравнение множителя
На данный момент это будет очень упрощенный подход.
(Модель здесь потребует корректировок позже.) Мы предположим, что нижний узел (\ $ V _- \ $) будет заземлен для справочных целей. Не имеет значения, подключен ли этот узел к коллектору VAS, и фактическое напряжение перемещается вверх и вниз в реальном каскаде усилителя. Цель здесь — вычислить напряжение умножителя \ $ V_ \ text {BE} \ $ при \ $ V _ + \ $ по отношению к \ $ V _- \ $.
Обратите внимание, что базовое напряжение BJT, \ $ V_ \ text {B} \ $, также точно такое же, как \ $ V_ \ text {BE} \ $. Итак, \ $ V_ \ text {BE} = V_ \ text {B} \ $. Я могу использовать любой из них для узлового анализа. Я решил использовать \ $ V_ \ text {BE} \ $ в качестве имени узла в базе BJT. Упрощенное уравнение:
$$ \ frac {V_ \ text {BE}} {R_1} + \ frac {V_ \ text {BE}} {R_2} + I_ \ text {B} = \ frac {V _ +} {R_1} $$
(исходящие токи слева, а входящие токи справа.Они должны быть равны.)
Еще у нас есть источник тока. Я назову его \ $ I_ \ text {src} \ $. Для средней схемы выше часть этого тока проходит через \ $ R_1 \ $, а остальная часть проходит через коллектор \ $ Q_1 \ $. Базовый ток — это ток коллектора (\ $ I_ \ text {C} = I_ \ text {src} — \ frac {V _ + — V_ \ text {BE}} {R_1} \ $), деленный на \ $ \ beta \ $. Учитывая \ $ I_ \ text {B} = \ frac {I_ \ text {C}} {\ beta} \ $, мы можем переписать приведенное выше уравнение:
$$ \ frac {V_ \ text {BE}} {R_1} + \ frac {V_ \ text {BE}} {R_2} + \ frac {I_ \ text {src} — \ frac {V _ + — V_ \ text {BE}} {R_1}} {\ beta} = \ frac {V _ +} {R_1} $$
Решая для \ $ V _ + \ $, находим:
$$ V _ + = V_ \ text {BE} \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + I_ \ text {src} \ frac { R_1} {\ beta} $
Если второй член мал (или не учитывается), то первый член можно упростить, если предположить, что \ $ \ beta \ $ равно большим , и все уравнение принимает следующий вид:
$$ V _ + = V_ \ text {BE} \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ right) $$
Это обычное уравнение, используемое для оценки напряжения умножителя \ $ V_ \ text {BE} \ $.
Просто имейте в виду, что это очень упрощенно. На самом деле даже слишком. Значение \ $ V_ \ text {BE} \ $ считается константой и, по сути, вовсе не константой. Напротив, это функция тока коллектора. (Кроме того, мы пренебрегли вторым членом. Этот термин может иметь достаточно большое значение, чтобы беспокоиться, в зависимости от конструкции.)
Поскольку множитель \ $ V_ \ text {BE} \ $ на самом деле умножает \ $ V_ \ text {BE} \ $ на некоторое значение больше 1, любые ошибочные оценки относительно \ $ V_ \ text {BE} \ $ будет умножаться.И поскольку источник тока, используемый в практической схеме, также обеспечивает верхний квадрант базовым током возбуждения для половины каждого выходного цикла до , он достигает множителя \ $ V_ \ text {BE} \ $, значения \ $ V_ \ text {BE} \ $ будет изменяться в течение этого полупериода, потому что ток его коллектора также будет изменяться.
Все полезное, что можно сделать (дешево) для улучшения того, как это меняется в этих обстоятельствах, вероятно, должно быть сделано. Один из способов — просто вставить конденсатор в среднюю схему умножителя \ $ V_ \ text {BE} \ $.Но другой способ — использовать коллекторный резистор \ $ R_ \ text {comp} \ $ на схеме справа вверху.
Анализ средней схемы для вариаций тока коллектора
Ни одно из приведенных выше формул не является единственным, что полезно для определения эффекта изменения значений для \ $ I_ \ text {src} \ $. Есть несколько способов решить эту проблему.
Одно полезное упрощение — представить, что внутри BJT находится крошечный резистор, расположенный непосредственно перед его выводом эмиттера.Этот резистор называется \ $ r_e \ $, и его значение зависит от величины тока эмиттера / коллектора. Вы увидите его как \ $ r_e = \ frac {V_T} {\ overline {I_ \ text {C}}} \ $ или как \ $ r_e = \ frac {V_T} {\ overline {I_ \ text {E} }} \ $, где \ $ \ overline {I_ \ text {C}} \ $ и \ $ \ overline {I_ \ text {E}} \ $ — некоторые предполагаемые средние точки на кривой, вокруг которой изменяются эти токи.
На самом деле не имеет значения, что вы используете, потому что современные BJT имеют довольно высокие значения для \ $ \ beta \ $. Так что давайте не будем беспокоиться о мелочах и вместо этого просто предположим, что \ $ r_e \ $ является функцией тока коллектора.{‘} _ \ text {BE} \ $ с фиксированным значением, которое находится между базовым терминалом и внутренней стороной \ $ r_e \ $, и мы объединяем все вариации в наших наблюдаемых внешних измерениях \ $ V_ \ text { BE} \ $, поскольку ток коллектора проходит через \ $ r_e \ $. Это нормально работает в качестве приблизительной улучшенной модели, если вы не отклоняетесь далеко от некоторого предполагаемого среднего тока коллектора, используемого для вычисления \ $ r_e \ $. (Предположение о слабом сигнале.) [Если он действительно сильно меняется (например, ток коллектора изменяется от \ $ 10 \: \ mu \ text {A} \ $ до \ $ 10 \: \ text {mA} \ $), то модель \ $ r_e \ $ перестает быть почти такой полезной.]
Но предположим, что вы разрабатываете свой текущий источник так, чтобы \ $ I_ \ text {src} = 4 \: \ text {mA} \ $, и вы не ожидаете, что верхний квадрант потребует больше, чем \ $ 1 \: \ text { mA} \ $ для своего базового диска. Это означает, что умножитель \ $ V_ \ text {BE} \ $ будет испытывать токи через него от \ $ 3 \: \ text {mA} \ $ до \ $ 4 \: \ text {mA} \ $ во время работы. Насколько вы ожидаете, что умножитель \ $ V_ \ text {BE} \ $ будет изменять свое напряжение при этих меняющихся обстоятельствах?
Ну, на самом деле это довольно просто.{‘} _ \ text {BE} + I_ \ text {C} \ cdot r_e \ right) \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ right) $$
Таким образом, изменение \ $ V _ + \ $ связано со вторым членом в первом множителе или \ $ I_ \ text {C} \ cdot r_e \ cdot \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ справа) \ $. (Обратите внимание, что \ $ I_ \ text {C} \ $ в этом множителе составляет , а не , то же самое, что и \ $ \ overline {I_ \ text {C}} \ $, используемое для вычисления \ $ r_e \ $, поэтому вы не можете упростите произведение \ $ I_ \ text {C} \ $ и \ $ r_e \ $ здесь.
Фактически, весь смысл создания \ $ r_e \ $ состоит в том, что вы не можете произвести эту отмену.) Если вы объедините последние два фактора в эффективное значение «сопротивления», которое должен пройти ток коллектора, то это сопротивление будет \ $ r_e \ cdot \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ right) \ $.
Это как раз то, что G36 упомянул как эффективное сопротивление для средней схемы.
Добавление резистора коллектора к умножителю \ $ V_ \ text {BE} \ $
Теперь имейте в виду, что ток коллектора действительно меняется во время работы. Возможно, как я уже упоминал выше.Возможно больше. Возможно, меньше. Но это бывает по-разному. Насколько это важно, будет зависеть от вашей схемы и вашего дизайна. Но давайте предположим, что это достаточно важно, чтобы вы захотели добавить дешевый резистор к коллекторной ветви, как показано на схеме справа выше. (Вам сказали, что это «хорошая идея».)
Почему это хорошая идея? Что ж, на первый взгляд должно быть легко увидеть, что если ток коллектора в средней цепи увеличивается, то \ $ V _ + \ $ увеличивается на небольшую величину.Но что, если мы добавим коллекторный резистор? Разве это не означало бы, что если ток коллектора увеличится, то само напряжение коллектора упадет из-за изменения падения напряжения через резистор коллектора? Означает ли это, что если бы вы могли выбрать правильное значение для этого резистора коллектора, то вы могли бы спроектировать его так, чтобы увеличенное падение на нем соответствовало тому, что в противном случае было бы увеличением \ $ V _ + \ $ в среднем контуре?
Если вы согласны с этой логикой, можете ли вы теперь решить, как вычислить значение для \ $ R_ \ text {comp} \ $, которое было бы «в самый раз», а затем вычислить новое эффективное сопротивление новой цепи?
Подумайте об этом на мгновение.У вас есть множитель \ $ V_ \ text {BE} \ $, и вы знаете приблизительное уравнение, используемое для вычисления его напряжения. Но это уравнение не учитывает тот факт, что \ $ V_ \ text {BE} \ $ изменяется при изменении тока коллектора.
Значение \ $ r_e \ $ (примерно значение для тока коллектора) — это инструмент, который помогает вам количественно оценить изменение \ $ V_ \ text {BE} \ $ для изменений тока коллектора. И вы знаете, что множитель \ $ V_ \ text {BE} \ $ будет умножить и это изменение.Таким образом, если ток коллектора увеличивается (поскольку верхний квадрант перестает требовать базовый ток возбуждения, оставляя весь ток источника тока протекать через умножитель), тогда напряжение умножителя увеличится на умноженное изменение падения на \ $ r_e \ $. Чтобы противодействовать этому эффекту, вы хотите, чтобы падение напряжения на коллекторном резисторе также увеличилось на ту же величину.
Итак, это поможет вам подумать о том, как вычислить номинал резистора коллектора? В первом приближении, разве вы не хотите, чтобы значение было примерно \ $ R_ \ text {comp} \ приблизительно r_e \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ right) \ $, чтобы при изменении ток коллектора создает умноженное изменение в \ $ V_ \ text {BE} \ $, что падение этого недавно добавленного резистора коллектора будет просто совпадать с ним?
Более подробный анализ, связанный с выбором \ $ R_ \ text {comp} \ $
Фактическое напряжение умножителя будет лучше аппроксимировано более сложной версией, разработанной мною на основе узлового анализа:
$$ V _ + = V_ \ text {BE} \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + I_ \ text {src} \ frac { R_1} {\ beta} $
Например, предположим, что \ $ I_ \ text {src} = 4 \: \ text {mA} \ $ и рабочая температура задает \ $ V_T = 26 \: \ text {mV} \ $.Также предположим, что мы используем \ $ R_1 = R_2 = 4.7 \: \ text {k} \ Omega \ $. И давайте предположим, что \ $ \ beta = 200 \ $ для BJT, который у нас есть прямо сейчас. Предположим также, что напряжение база-эмиттер взято как \ $ V_ \ text {BE} = 690 \: \ text {mV} \ $ (я специально выбрал нечетное значение.) Тогда значение первого члена будет \ $ \ приблизительно 1.
38 \: \ text {V} \ $. Но значение второго члена равно \ $ \ приблизительно 100 \: \ text {mV} \ $. Так что мы действительно ожидаем, возможно, \ $ \ приблизительно 1.48 \: \ text {V} \ $ для напряжения умножителя.
Теперь давайте возьмем вышеприведенное уравнение и подробно рассмотрим, что происходит, когда ток, проходящий через множитель \ $ V_ \ text {BE} \ $, изменяется (что он будет делать из-за вариаций основного привода верхнего квадранта во время работы) :
$$ \ newcommand {\ dd} [1] {\ text {d} \ left (# 1 \ right)} \ newcommand {\ d} [1] {\ text {d} \, # 1} \ begin {align *} V _ + & = V_ \ text {BE} \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + R_1 \, \ frac {I_ \ text {src }}{\бета}\\\\ \ dd {V _ +} & = \ dd {V_ \ text {BE} \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + R_1 \, \ гидроразрыв {I_ \ text {src}} {\ beta}} \\\\ & = \ dd {V_ \ text {BE}} \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + \ dd {R_1 \, \ frac { I_ \ text {src}} {\ beta}} \\\\ & = \ dd {I_ \ text {src}} \, r_e \, \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + \ dd {I_ \ text {src}} \, \ frac {R_1} {\ beta} \\\\ & = \ dd {I_ \ text {src}} \, \ left [r_e \, \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + \ frac {R_1} {\ beta} \ right] \\\\ & \ поэтому \\\\ \ frac {\ d {V _ +}} {\ d {I_ \ text {src}}} & = r_e \, \ left (1+ \ frac {R_1} {R_2} \ frac {\ beta} {\ beta + 1} \ right) + \ frac {R_1} {\ beta} \ end {align *} $$
Первый член связан с тем, что я писал ранее о предполагаемом импедансе умножителя.Но сейчас у нас второй срок. Давайте проверим относительные значения (с учетом сделанных выше предположений о конкретных элементах схемы и предположениях).
Здесь, после учёта тока пары делителя базового резистора и необходимого тока базы, первым членом будет \ $ \ приблизительно 14 \: \ Omega \ $. Второй член — это \ $ \ приблизительно 24 \: \ Omega \ $.
Таким образом, общий импеданс равен \ $ \ приблизительно 38 \: \ Omega \ $.
Обратите внимание, что это на самом деле немного больше, чем мы ожидали, исходя из более ранней упрощенной оценки!
Значит, множитель \ $ V_ \ text {BE} \ $ хуже, чем ожидалось.Текущие изменения будут иметь большие, чем ожидалось, изменение. Это стоит исправить с помощью коллекторного резистора.
Предположим, мы сделали резистор коллектора в точности равным этому вычисленному выше общему сопротивлению. А именно \ $ R_ \ text {comp} = 38 \: \ Omega \ $. Причина в том, что мы ожидаем, что изменение падения напряжения на \ $ R_ \ text {comp} \ $ будет просто соответствовать увеличению / уменьшению множителя \ $ V_ \ text {BE} \ $, так как тогда оба в равной степени подвержены влиянию изменения тока коллектора из-за изменений в \ $ I_ \ text {src} \ $.(Мы до сих пор избегали прямого выполнения полного анализа правой схемы, и вместо этого мы просто делаем оценки того, чего ожидать.) Учитывая предварительную оценку импеданса и эту настройку схемы, используемую для его компенсации, мы должны ожидать чтобы увидеть почти без изменений на выходе напряжения, если бы мы использовали правую схему.
Вот схема LTspice, которую я использовал для представления правой компенсированной схемы:
А вот построенный LTspice анализ выхода \ $ V _ + \ $ с использованием развертки постоянного тока:
Обратите внимание, насколько хорошо компенсируется выход! Обратите внимание, что пик расположен почти точно там, где находится наше номинальное значение для \ $ I_ \ text {src} \ $?
Идея работает! Как с точки зрения получения компенсации именно там, где мы хотим эту компенсацию, так и с точки зрения обеспечения довольно хорошего поведения поблизости.\ frac {V_ \ text {BE}} {\ eta \, V_T}} \ $ (член -1 не имеет практического значения), мы можем сделать вывод:
$$ \ begin {align *} \ dd {I_ \ text {C}} & = I_ \ text {C} \ cdot \ frac {\ dd {V_ \ text {BE}}} {\ eta \, V_T} \ end {выровнять *}
$Из которого очень простые алгебраические манипуляции дают:
$$ \ newcommand {\ dd} [1] {\ text {d} \ left (# 1 \ right)} \ newcommand {\ d} [1] {\ text {d} \, # 1} \ begin {align *} \ frac {\ dd {V_ \ text {BE}}} {\ dd {I_ \ text {C}}} & = \ frac {\ d {V_ \ text {BE}}} {\ d {I_ \ text { C}}} = \ frac {\ eta \, V_T} {I_ \ text {C}} = r_e \ end {выровнять *}
$ Идея здесь заключается в том, что уравнение Шокли BJT для активного режима, связывающее напряжение база-эмиттер с током коллектора, представляет собой экспоненциальную кривую (в любом случае без члена -1), а значение \ $ r_e \ $ — это способ представления местного наклона (касательной) этой кривой.
Пока отклонение тока коллектора от того места, где было вычислено это значение динамического резистора, невелико, значение \ $ r_e \ $ не сильно меняется, и вы легко оцениваете небольшое изменение в \ $ V_ \ text {BE } \ $ вызвано небольшим изменением тока коллектора через этот динамический резистор.
Поскольку ток коллектора необходимо суммировать с током эмиттера, \ $ r_e \ $ лучше всего «визуализировать» как «находящийся прямо на самом конце эмиттера». Это так, что изменения тока коллектора вызывают изменение напряжения база-эмиттер .(Если бы вы вместо этого вообразили \ $ r_e \ $ находящимся на наконечнике коллектора, это не повлияло бы на напряжение база-эмиттер и поэтому было бы бесполезно для предполагаемой цели.)
A ГУН 190 ГГц с двухтактным удвоителем частоты на основе трансформатора в КМОП 40 нм
Ф. Ахмед, М. Фуркан, Б. Хайнеманн, А. Стельцер: высокоэффективный толкающий элемент на основе SiGe с диапазоном 0,3 ТГц — подтолкнуть ГУН с пиковой выходной мощностью> 1 мВт с использованием увеличения синфазного импеданса, в IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques PP (99) (2017), стр.1–15
Дж. Аль-Эриани, Х. Кнапп, Дж. Вурстхорн, К. Ауфингер, Х. Ли, С. Маджед, С. Богут, Р. Лахнер, Дж. Бок, Л. Маурер , ГУН основной частоты 229–240 ГГц со встроенной цепочкой динамического делителя частоты, в 2016 46-я Европейская микроволновая конференция (EuMC) , 4–6 октября 2016 г. (2016), стр. 489–492
U. Али, Дж. Фишер, А. Тиде, Дизайн маломощного ГУН в D-диапазоне с использованием 0,13 мкм технологии SiGe BiCMOS, в 2015 German Microwave Conference , 16–18 марта 2015 (2015), стр.359–362
К. Цао, Э. Сок, К.О. Кеннет, 192 ГГц, двухтактный ГУН в КМОП-матрице 0,13 мкм. Электрон. Lett. 42 (4), 208–210 (2006)
Статья Google Scholar
К.
Цао, К.О. Кеннет, Генераторы миллиметрового диапазона, управляемые напряжением, с технологией 0,13 мкм КМОП. IEEE J. Solid-State Circuits 41 (6), 1297–1304 (2006)
Статья Google Scholar
Y. Chen, K. Mouthaan, Widebandless LC VCO, использующий перестраиваемую ячейку с отрицательной индуктивностью. IEEE Trans. Circuits Syst. Я Регул. Пап. 57 (10), 2609–2617 (2010)
MathSciNet Статья Google Scholar
T.W. Crowe, W.L. Бишоп, Д.В. Портерфилд, Дж.Л. Хеслер, Р.М. Weikle, Открытие терагерцового окна с интегральными диодными схемами. IEEE J. Solid-State Circuits 40 (10), 2104–2110 (2005)
Статья Google Scholar
J. Grzyb, Y. Zhao, U.R. Pfeiffer, сбалансированный источник с технологией Triple-Push, 288 ГГц, интегрированный в объектив, с технологией 65 нм CMOS. IEEE J. Solid-State Circuits 48 (7), 1751–1761 (2013)
Статья Google Scholar
J. Grzyb, B. Heinemann, U.R. Пфайффер, Твердотельное устройство терагерцовой визуализации со сверхвысоким разрешением по 130-нм технологии SiGe BiCMOS. IEEE Trans. Микроу. Теория Тех. 65 (11), 4357–4372 (2017)
Статья Google Scholar
П. Хиллгер, Дж. Гржиб, С. Мальц, Б. Хайнеманн, У. Пфайфер, Источник SiGe HBT 430 ГГц со встроенной линзой и излучаемой мощностью до −6,3 дБмВт. in 2017 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium (RFIC) , 4–6 июня 2017 (2017), стр. 160–163
Р. Кананизаде, О. Момени, ГУН 190 ГГц с 20,7% диапазон настройки с использованием блока переключения активных режимов в 130-нм SiGe BiCMOS. IEEE J. Solid-State Circuits 52 (8), 2094–2104 (2017)
Статья Google Scholar
B. Khamaisi, E. Socher, Источник частоты 159–169 ГГц с пиковой выходной мощностью 1,26 мВт в КМОП 65 нм, in 2013 European Microwave Conference , 6–10 октября 2013 г. (2013), стр. 1507–1510
H. Koo, CY Ким, С. Хонг, двухтактный ГУН со стоячей волной G-диапазона с использованием резонатора линии передачи. IEEE Trans. Микроу. Теория Тех. 63 (3), 1036–1045 (2015)
Статья Google Scholar
T. LaRocca, T. Sai-Wang, H. Daquan, G. Qun, E. Socher, W. Hant, F. Chang, КМОП-линии миллиметрового диапазона с цифровым управлением с искусственным диэлектриком в дифференциальном режиме для реконфигурируемых ИС, в 2008 г. IEEE MTT — S Международный дайджест симпозиума по микроволновому излучению , 15–20 июня 2008 г. (2008 г.), стр. 181–184
X. Meng, Z. Wang, B. Chi, A 180 GHz дифференциал Colpitts VCO в 65 нм CMOS. Аналоговый интегр. Circ. Sig. Процесс 86 (1), 25–31 (2016)
Статья Google Scholar
X. Meng, B. Chi, Z. Wang, передатчик OOK 152 ГГц с выходной мощностью 3 дБмВт в 65-нм CMOS. IEEE Microw. Wirel. Компон. Lett. 27 (8), 748–750 (2017)
Статья Google Scholar
О. Момени, Э. Афшари, Конструирование генераторов терагерцового и миллиметрового диапазонов большой мощности: систематический подход. IEEE J. Solid-State Circuits 46 (3), 583–597 (2011)
Статья Google Scholar
P.H. Зигель, ТГц технология: обзор. Int. J. High Speed Electron. Syst. 13 (2), 351–394 (2003)
Статья Google Scholar
А. Томкинс, П. Гарсиа, С.П. Войнигеску, Пассивный приемник изображения W-диапазона в 65-нм объемной КМОП-матрице. IEEE J. Solid-State Circuits 45 (10), 1981–1991 (2010)
Статья Google Scholar
С.П. Войнигеску, А. Томкинс, Э. Даквей, П. Шевалье, Дж. Хаш, А. Шантр, Б. Саутрей, Исследование источников сигналов SiGe HBT в диапазоне 220–330 ГГц. IEEE J. Solid-State Circuits 48 (9), 2011–2021 (2013)
Статья Google Scholar
Z. Wang, P.Y. Чан, П. Назари, К.С. Ван, З. Чен, П. Хейдари, КМОП-приемопередатчик 210 ГГц с модуляцией OOK. IEEE J. Solid-State Circuits 49 (3), 564–580 (2014)
Статья Google Scholar
D.L. Вулард, Р. Браун, М. Пеппер, М. Кемп, Измерение терагерцовой частоты и визуализация: время рассчитывать на будущие приложения? Proc. IEEE 93 (10), 1722–1743 (2005)
Статья Google Scholar
Д. Чжао, П. Рейнарт, Двухрежимный усилитель мощности класса AB 60 ГГц на 40-нм КМОП-матрице. IEEE J. Solid-State Circuits 48 (10), 2323–2337 (2013)
Статья Google Scholar
Транслинейные схемы для обработки радиочастотных сигналов
Транслинейные схемы изначально были разработаны для обработки нелинейных аналоговых сигналов как схемы с входами и выходами в виде токов. 1 Другая упрощенная интерпретация транслинейной схемы проистекает из того факта, что крутизна биполярного транзистора линейно пропорциональна его току коллектора. По сути, транслинейная схема работает в области тока, а не в области напряжения, требуя преобразователя напряжения в ток перед транслинейной обработкой и преобразователя тока в напряжение после транслинейной обработки. Как будет показано ниже, транслинейные схемы могут предложить некоторые значительные преимущества с точки зрения обработки сигналов.
Работая в текущей области, можно реализовать множество сложных математических функций, которые невозможно реализовать с помощью стандартных линейных аналоговых строительных блоков.
Большинство транслинейных строительных блоков были разработаны для работы в низком диапазоне МГц. Однако с развитием технологий высокоскоростного аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и цифровой обработки сигналов (DSP) наиболее сложная обработка высокочастотных сигналов может выполняться в цифровой области.
Первым шагом в разработке транслинейной схемы является определение транслинейной петли.Это замкнутый контур с четным числом смещенных вперед переходов, расположенных так, что имеется равное количество обращенных по часовой стрелке и против часовой стрелки полярностей. Произведение плотностей тока в направлении по часовой стрелке равно произведению плотностей тока в направлении против часовой стрелки. Наиболее простая форма этого проиллюстрирована в Рис. 1 . Замкнутый контур начинается от эмиттера устройства Q 1 , проходит через базу к эмиттерным переходам транзисторов Q 2 , Q 3 и Q 4 и возвращается к транзистору Q 1 .Переходы по часовой стрелке происходят из Q 2 и Q 4 . Соединения против часовой стрелки поступают из Q 1 и Q 3 . Согласно транслинейной теории, токи, протекающие через четыре транзистора, связаны уравнением. 1.
Это можно легко получить, сложив напряжение вокруг замкнутого контура. Сумма напряжений вокруг контура равна нулю, так что член Vbe с током коллектора может быть выражен уравнением. 2.
Это можно легко переписать в форму Ур.3 (вверху) и 4
Уравнение 1 — ключевой результат для транслинейной схемы. Например, если I c1 является выходом, а I c2 и I c4 являются входом, фиксируя I c3 , аналоговый умножитель реализуется без какого-либо приближения. Если I c2 и I c4 идентичны, то функция квадрата реализуется. Пройдя еще один шаг, поменяв местами вход и выход, мы реализуем функцию извлечения квадратного корня.
Транслинейные методы предлагают практически неограниченное количество возможностей проектирования схем.
Методы транслинейной схемы могут быть использованы для разработки схемы автоматической регулировки усиления (АРУ) на ВЧ. 4 Одним из ключевых конструктивных параметров АРУ является линейное изменение коэффициента усиления в зависимости от управляющего напряжения. АРУ в режиме напряжения обычно требует калибровки подгонки кривой для достижения линейного управления усилением в ее динамическом диапазоне. Причина этого в том, что АРУ в режиме напряжения зависит от параметров процесса, таких как крутизна, которая не является линейной.Коэффициент усиления схемы в Рис. 2 зависит от отношения I 4 / I 3 , которое является очень линейным. При удвоении отношения I 4 / I 3 коэффициент усиления по напряжению также будет удвоен. Выражение будет выведено ниже. Транслинейный контур образован транзисторами от Q 1 до Q 4 . Базовый ток пока игнорируется. Ток течет от каждого транзистора, как представлено формулами. 5-8:
Транслинейная теория может быть применена к этим уравнениям, чтобы получить уравнение.9:
Путем замены Ур. 5, 6, 7 и 8 в уравнение. 9, и умножая члены, отношения уравнения. 10 результат (ниже), который можно упростить до формы уравнений. 11 и 12:
Отношение входного напряжения к току и выходного тока к напряжению можно представить в виде формул. 13 и 14.
Путем замены Ур. 13 и 14 в формулу. 12, окончательное выражение для выходного напряжения V на выходе и входного напряжения V на может быть получено, как показано в формуле.15. Если I 3 фиксирован, коэффициент усиления можно изменять, изменяя I 4 линейным образом.
Упрощенная принципиальная схема детектора среднеквадратичной мощности с частотой ГГц показана на рис. 3. 5 Применяя транслинейные принципы, 2,3 предполагается, что входное напряжение было преобразовано во входной ток. Вход детектора RMS дифференциальный. Есть две одинаковые транслинейные петли. Каждая половина входных данных питает одну транслинейную петлю.В первом транслинейном шлейфе используются устройства от Q 1a до Q 4a . Входной ток в этот контур равен (I 0 + i в ). Выходной ток — это ток, протекающий через Q 4a . Во втором транслинейном контуре используются транзисторы от Q 1b до Q 4b . Входной ток во второй контур равен (I 0 i в ). Выходной ток протекает через Q 4b . Два выходных тока суммируются для подачи на вход операционного усилителя со смещением тока 2I 0 .Это будет объяснено после вывода.
С уравнением. 1, два выходных тока могут быть показаны как уравнения. 16 и 17:
Величина в угловых скобках представляет собой усредненную по времени функцию. Сумма двух выходных токов может быть получена по формуле. 18:
Уравнение 18 является ключевым результатом для детектора среднеквадратичной мощности. Он показывает, что выходной ток пропорционален квадрату входного тока, что является желаемой зависимостью для детектора RMS.Коэффициент масштабирования 2 / I 0 . Существует смещение 2I 0 в уравнении. 18. В текущем узле вывода сигнал больше не находится в частотном диапазоне ГГц. Вот почему источник тока 2I 0 добавлен к отрицательному выводу операционного усилителя, чтобы компенсировать текущее смещение, генерируемое двумя транслинейными контурами. Выходной ток можно преобразовать в выходное напряжение с помощью операционного усилителя в обратной конфигурации. Ссылка 6 показывает преобразователь входного напряжения в ток.
Перейти на страницу 2
Заголовок страницы
Микромиксер также можно рассматривать как транслинейную схему (см. Www.mwrf.com для схемы, рис. 4). Во-первых, I 3 I 1 = I RF должно быть доказано с использованием транслинейной теории. 7 Из-за токового зеркала ток I 3 такой же, как I 2 . При выводе находятся выражения для I 1 и I 2 . Тогда остается доказать, что I 2 I 1 = I RF .
Транслинейная петля образуется с Q 2 , Q 1 , Q 4 и Q 5 .Согласно формуле 1,1 ток, протекающий в этих четырех транзисторах, должен удовлетворять условиям, показанным в формуле. 19:
Уравнение 19 затем преобразовывается в форму стандартного квадратного уравнения (полиномиальное уравнение второго порядка), как показано в уравнении. 20. Решаемая переменная — I 1 , как показано в уравнении. 21.
Чтобы упростить выражение, используйте коэффициент модуляции λ = I R F / 2I 5 . Только положительное решение из уравнения. 21 необходим и может быть сведен к формуле.22:
Аналогично, ток I 2 может быть получен, как показано в формуле. 23:
с уравнениями. 22 и 23, значение IRF может быть легко получено:
Выражение в формуле. 24 демонстрирует, что I RF действительно может создавать дифференциальный ток питания для каскада переключения сердечника (Q 6 — Q 9 ).
ССЫЛКИ
1. Барри Гилберт, «Транслинейные схемы: предлагаемые классификации», Electronics Letters, Vol.11, №1, 1975.
2. К. Кумвачара и др., «Двойной транслинейный преобразователь истинного среднеквадратичного значения в постоянный ток», IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Vol. 47, апрель 1998.
3. Дж. Малдер, «Обзор динамических транслинейных схем», Протоколы МСОК, Сингапур, сентябрь 1997 г.
4. Джон Б. Гро и др., «Транслинейный усилитель с регулируемым усилением», Патент США № 7 132 889, 7 ноября 2006 г.
5. Ци Чжан Инь и др., «Транслинейный детектор среднеквадратичного радиочастотного сигнала для встроенного тестирования», ISCAS, май 2004 г.
6. Р. Каприо, «Прецизионный дифференциальный преобразователь напряжения в ток», Электронные письма, Vol. 9 марта 1973 г.
7. Барри Гилберт, «Микромиксер: высоколинейный вариант смесителя Гилберта, использующий бисимметричный входной каскад класса AB», журнал IEEE по твердотельным схемам, сентябрь 1997 г. Варианты осуществления изобретения теперь будут описаны посредством примера со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:
Фиг.1 — принципиальная схема, схематически показывающая основные элементы схемы, включающей резонансный контур гиратора в соответствии с изобретением.
РИС. 2 показан возможный вариант источника тока, управляемого напряжением, который можно использовать в схеме, показанной на фиг. 1,
РИС. 3 показан возможный вариант управляемого умножителя тока, который может использоваться в схеме, показанной на фиг. 1 и
ФИГ. 4 — блок-схема схемы согласно фиг.1, который снабжен первым контуром управления, с помощью которого амплитуда выходного сигнала поддерживается постоянной, и вторым контуром управления для автоматического регулирования частоты резонансного контура.
Ссылаясь на фиг. 1 показан гиратор 1, имеющий первый порт p 1 -p 1 ‘и второй порт p 2 -p 2 ‘. Первый порт p 1 -p 1 ‘оканчивается конденсатором C 1 , а второй порт p 2 -p 2 ‘ оканчивается конденсатором C 2 .Гиратор в основном состоит из двух обратно параллельно соединенных ступеней с положительной крутизной G 1 и отрицательной крутизной G 2 соответственно. Предполагается, что каждый этап выполняет точное преобразование напряжения в ток. Таким образом, гиратор преобразует конденсатор C 2 , подключенный к его второму порту p 2 -p 2 ‘, в синтетическую индуктивность ## EQU1 ##, которая вместе с конденсатором C 1 , подключенным к первому порту p 1 -p 1 ‘образует резонансный контур.
Согласно изобретению особенно гибкое схемное устройство, имеющее широкую область применения, получается, если гиратор 1 включает в себя первую последовательную схему 2, которая содержит первый источник тока, управляемый напряжением (VCCS) 3 с положительной крутизной, и первый управляемый умножитель 5 тока, подключенный к выходу 4 этого источника тока, и вторую последовательную схему 6, которая содержит второй управляемый напряжением источник тока 7 с отрицательной крутизной и второй управляемый умножитель 9 тока, подключенный к выходу 8 упомянутого второго источника тока. при этом выход 10 упомянутого первого управляемого умножителя 5 тока и вход 11 упомянутого второго источника 7 управляемого напряжением тока соединены между собой для формирования упомянутого второго порта гиратора p 2 -p 2 ‘, в то время как выход 12 упомянутого второго управляемого умножителя тока 9 и входа 13 упомянутого первого источника 3 тока, управляемого напряжением, соединены между собой для образования e упомянутый первый порт гиратора p 1 -p 1 ‘, и если гиратор 1 дополнительно включает в себя по меньшей мере одну цепь 14 тока утечки конденсатора, которая подключена между одним из упомянутых портов гиратора (p 1 -p 1 ‘) и вход 11 источника тока, управляемого напряжением (7), соединенный с другим портом (p 2 -p 2 ‘) и который содержит, по крайней мере, третий управляемый умножитель тока 15, и если гиратор также включает в себя первую цепь 16 управляющего тока, которая для регулировки добротности схемы Q подключена к управляющему входу 17 упомянутого третьего управляемого умножителя 15 тока, и вторую цепь 18 управляющего тока, которая для регулировки резонансной частоты f o подключен к управляющему входу 19, общему для упомянутых первого и второго управляемых умножителей 5 и 9 тока.
Источники тока с регулируемым напряжением, используемые в схеме, показанной на фиг. 1 известны и в основном содержат транзистор и резистор, а также средства для правильного смещения транзистора постоянным током.
Однако для реализации высокого входного импеданса и высокой крутизны, необходимых для точного преобразования напряжения в ток, в источнике тока, управляемом напряжением, обычно используется искусственный транзистор. ИНЖИР. 2 показан возможный вариант источника тока, управляемого напряжением, включающего такой искусственный транзистор.На этом чертеже часть 20, заключенная в прямоугольную рамку, составляет искусственный транзистор, где b является базой, e — эмиттером, а c — коллектором. Искусственный транзистор содержит транзисторы 21, 22 и 23. Коллектор транзистора 21 подключен через высокоомный источник 24 тока к точке питания постоянного потенциала. База и эмиттер транзистора 21 соединены между собой через диод 26. Эмиттер транзистора 21 также подключен через резистор 25 к точке постоянного потенциала и через путь коллектор-эмиттер транзистора 22 непосредственно к выходу. c устройства.База транзистора 22 соединена с коллектором транзистора 21 через путь коллектор-эмиттер транзистора 23. База транзистора 23 соединена с эмиттером транзистора 21. Описанный выше источник тока, управляемый напряжением, имеет Преимущество состоит в том, что высокоточное преобразование напряжения в ток достигается по существу независимо от параметров транзистора, как более подробно описано в заявке на патент Нидерландов № 7,102,199 (PHN. 5420) от предшествующей даты.
Умножители тока, используемые в схеме, показанной на фиг. 1 также известны.
РИС. 3 показан возможный вариант такого умножителя тока. Этот вариант осуществления имеет первый вход 27, который соединен с коллектором и базой транзистора 28, выполненного с возможностью работы в качестве диода. Эмиттер транзистора 28 соединен с точкой отрицательного потенциала через путь коллектор-эмиттер управляющего транзистора 29. Коллектор транзистора 29 также соединен с эмиттером транзистора 30, который выполнен с возможностью работы как диод. и коллектор и база которого подключены через высокоомный источник 31 постоянного тока к точке питания постоянного потенциала.Управляющий транзистор 29, который управляется на своей базе схемой управления, подключенной к базе и коллектору транзистора 30 и включающей диод 32, обеспечивает пропускание через транзистор 30 постоянного тока I. Схема также имеет второй вход 33, который подключен к коллектору транзистора 34, и выход 35, который состоит из коллектора транзистора 36. База транзистора 34 соединена с базой транзистора 30, а база Транзистор 36 подключен к базе транзистора 28.Эмиттеры транзисторов 34 и 36 совместно подключены к точке отрицательного потенциала через путь коллектор-эмиттер управляющего транзистора 37. Управляющий транзистор 37 управляется на своей базе схемой управления, которая через диод 38 подключается к коллектор транзистора 34. Используя известное уравнение транзистора: ## EQU2 ## где I = ток коллектора
I с = ток насыщения
В be = напряжение базы эмиттера
q = заряд электрона
T = абсолютная температура
k = постоянная Больцмана
следует, что для схемы, показанной на фиг.3 приблизительно применяется следующее уравнение: ## EQU3 ## где i 1 = входной ток
I = постоянный ток в цепи, включая транзистор 30
I c = управляющий ток
i o = выход ток
Из уравнения (2) следует, что ток i o , который появляется на выходе 35, равен: ## EQU4 ##
В этом выражении коэффициент ## EQU5 ## является множителем, который может быть изменен по мере необходимости путем изменения управляющего тока I c , подаваемого на второй вход 33.Описанный управляемый умножитель тока обладает свойством компенсации основного тока, так что его диапазон регулирования может быть большим.
В схеме, показанной на фиг. 1 коэффициент умножения токовых умножителей 5 и 9 определяется управляющим током I c = I ω, подаваемым на эти умножители через общий управляющий вход 19, в то время как коэффициент умножения токового умножителя 15 определяется управляющим ток I c = I Q подается на этот умножитель через управляющий вход 17.
Для ясности в следующем объяснении работы схемы, показанной на фиг. 1 коэффициент умножения текущих умножителей 5 и 9 обозначен ## EQU6 ##, в то время как для различения текущий коэффициент умножения текущего умножителя 15 обозначен: ## EQU7 ##
В отличие от обычного гиратор, в котором выходной ток i 2 зависит от входного напряжения v 1 , а входной ток i 1 зависит от выходного напряжения v 2 , так что мы имеем:
и
и для завершение гиратора конденсатором C 2 ## EQU8 ## в схеме согласно фиг.1, токи i 2 и i 1 и напряжение v 2 также зависят от упомянутых коэффициентов умножения m и n.
Таким образом, для этой схемы применяются следующие уравнения:
и ## EQU9 ##
Исходя из этих уравнений, математически можно показать, что входное сопротивление на входном порте p 1 -p 1 ‘равно равно: ## EQU10 ## где G = G 1 = G 2 .
Уравнение (12) показывает, что эквивалентная схема входного импеданса Z состоит из последовательной комбинации индуктивности ## EQU11 ## и сопротивления
Этот входной импеданс вместе с конденсатором C 1 , подключенным к входному порту p 1 -p 1 ‘образует резонансный контур.
Предполагая, что C 1 = C 2 = C и подставляя выражения (13) и (14) для L eq и r в резонансные уравнения, получаем: ## EQU12 ## и ## EQU13 # # Рассмотрение уравнений (15) и (16) показывает, что из двух множителей m и n коэффициент m находится только в уравнении (15), а коэффициент n находится только в уравнении (16). Это означает, что схема согласно изобретению, показанная на фиг. 1 имеет важное свойство, заключающееся в том, что резонансная частота и добротность схемы могут изменяться независимо друг от друга и мгновенно, просто изменяя значение множителей m и n соответственно.
Схема, которая особенно подходит для данных целей, достигается за счет создания контура управления, с помощью которого амплитуда выходного сигнала автоматически поддерживается постоянной.
Возможный вариант схемы, снабженной таким контуром управления, показан на фиг. 4. На фиг. 4 компонента, соответствующие компонентам на фиг. 1 обозначены одинаковыми ссылочными позициями. Схема, показанная на фиг. 4 также имеет резонансный контур, содержащий гиратор 1 с двумя конденсаторами C 1 и C 2 , причем гиратор полностью аналогичен таковому на фиг.1 и содержащий источники тока 3 и 7, управляемые напряжением, и умножители тока 5, 9 и 15.
В таком резонансном контуре гиратора добротность схемы Q может просто и мгновенно регулироваться электронными средствами, так что амплитуда выходного сигнала постоянно.
Если ток a sinωt протекает через гираторный резистор G одного источника тока, управляемого напряжением 3, в окрестности резонансной частоты ток, по существу, cosωt протекает через сопротивление гиратора G другого источника тока 7, управляемого напряжением. , так что без использования дополнительных средств достигается фазовый сдвиг на 90 °.Возведение в квадрат и сложение двух сигналов дает:
, и этот суммарный сигнал a 2 является мерой амплитуды выходного сигнала.
Сравнение этого суммарного сигнала с фиксированным опорным сигналом обеспечивает отклонение от опорного сигнала, который будет использоваться в качестве управляющего сигнала для автоматически и мгновенно контролировать выходной сигнал, чтобы иметь значение постоянной. В варианте осуществления, показанном на фиг. 4 токи a sinωt и cosωt получаются от двух дополнительных источников 40 и 41 тока с регулируемым напряжением, подключенных к входу и выходу соответственно резонансного контура.Затем указанные токи возводятся в квадрат в умножителях тока 42 и 43, которые подключены к выходам источников тока 40 и 41 соответственно и действуют как устройства возведения в квадрат, сумма квадратов, сигнал a 2 , подается на дифференциал. усилитель 44 для сравнения с опорным сигналом, полученным из опорного источника 45. выходной сигнал дифференциального усилителя 44 соединен линией 46 с входом 17 управления текущего умножитель 15, включенного в конденсатор утечки тока цепи 14, и этот дифференциал усилитель таким образом, чтобы подавать выходной ток I Q , которые таким образом изменяет коэффициент умножения ## EQU14 ##, что любое отклонение сигнала а 2 от опорного сигнала противодействует.
Схема, описанная до сих пор, может быть снабжена вторым контуром управления, который гарантирует, что резонансная частота резонансного контура автоматически и мгновенно повторяет частоту входного сигнала, подаваемого на эту схему. В частности, второй контур управления, показанный на фиг. 4, обозначенный цифрой 47, содержит фазовый дискриминатор 48 и фильтр нижних частот 49. Фазовый дискриминатор 48 имеет первый вход, на который подается входной сигнал резонансного контура, и второй вход, на который подается выходной сигнал от напряжения -управляемый источник 41 тока применяется.Этот фазовый дискриминатор действует как переключатель, и на выходе фильтра 49 нижних частот сигнал не появляется, если сигналы, подаваемые на первый и второй входы фазового дискриминатора, имеют взаимную разность фаз 90 °. Принимая во внимание, что входные сигналы, подаваемые на фазовый дискриминатор 48, будут иметь такую разность фаз 90 °, только если резонансный контур точно настроен на частоту входного сигнала, будет ясно, что фазовый дискриминатор 48, когда резонансная частота Схема отклонения от частоты входного сигнала дает выходной сигнал, который по знаку и по величине соответствует смыслу и величине отклонения.Через фильтр нижних частот 49 упомянутый выходной сигнал добавляется как управляющий ток │i r к току I, который определяет уставку тока покоя (m = 1) умножителей тока 5 и 9. Сумма I + │i r │ = I ω подается в качестве управляющего тока на управляющий вход 19 токовых умножителей 5 и 9. Таким образом, коэффициент умножения тока ## EQU15 ## упомянутых токовых умножителей изменяется так, что схема настроен в основном на частоту входного сигнала.
Вышеописанный контур обратной связи по частоте можно рассматривать как систему регулирования первого порядка, поскольку фильтр 49 нижних частот имеет очень малую полосу пропускания по сравнению с полосой пропускания резонансного контура гиратора и, следовательно, определяет скорость управления, как поясняется ниже. более подробно в статье в «Rundfunktechnische Mitteilungen», том 16 (1972), H 5, страницы 202-206. В системе регулирования первого порядка усиление контура может быть значительно увеличено без возникновения нестабильности.Следовательно, этот регулирующий контур может работать очень быстро, что приводит к практически мгновенному управлению.
Как правило, контур обратной связи по частоте включает диапазон синхронизации и диапазон удержания. В большинстве случаев эти два диапазона совпадают. Размер диапазона синхронизации определяется усилением контура. Поскольку это усиление контура пропорционально амплитуде входного сигнала, для получения постоянного диапазона синхронизации обычно сигнал перед входом в контур частотной обратной связи пропускается через устройство автоматической регулировки громкости (AVC), которое обеспечивает постоянное выходное напряжение. .Этот традиционный метод поддержания постоянного диапазона синхронизации контура частотной обратной связи имеет серьезные недостатки, один из которых состоит в том, что сигнал, который управляет автоматическим регулированием громкости, должен быть получен из некоторой точки контура частотной обратной связи, поскольку автоматическая регулировка громкости управление должно применяться только к сигналу, который должен быть заблокирован или который был заблокирован, и его можно выбрать из принятого спектра только в контуре обратной связи по частоте. Более того, управляющий сигнал для автоматического регулирования громкости обычно задерживается, чтобы предотвратить его влияние на работу контура частотной обратной связи, и это замедляет работу всей системы.Кроме того, задержка срабатывания автоматического регулятора громкости вносит искажения. Поскольку автоматическая регулировка громкости должна предшествовать контуру частотной обратной связи, поскольку в противном случае диапазон синхронизации не является постоянным, требуется регулировка громкости для обработки всего частотного спектра во всем динамическом диапазоне, чтобы предотвратить интермодуляцию, что является жестким требованием. .
Все вышеописанные трудности полностью устраняются схемной компоновкой согласно изобретению, показанной на фиг.4, поскольку эта компоновка схемы имеет важное и выгодное свойство, заключающееся в том, что размер диапазона синхронизации контура частотной обратной связи является постоянным, несмотря на возможные изменения амплитуды входного сигнала, для усиления контура и, следовательно, диапазона синхронизации частоты контура обратной связи пропорциональны амплитуде входного сигнала и разности фаз, возникающей при прохождении через схему. Эта разность фаз, в свою очередь, пропорциональна добротности Q схемы, которая изменяется первым контуром 46 управления обратно пропорционально амплитуде входного сигнала.Сигнал, вырабатываемый на выходе фазового дискриминатора 48, содержит высокочастотную часть и низкочастотную часть, амплитуда которой пропорциональна произведению амплитуды входного сигнала и добротности Q схемы. Это произведение поддерживается постоянным с помощью контура 46 управления добротностью, что означает, что усиление контура и, следовательно, диапазон синхронизации также являются постоянными.
Схема, показанная на фиг. 4 имеет множество возможных применений. Например, управляющий сигнал, который появляется на выходе фильтра 49 нижних частот, изменяется прямо пропорционально частоте входного сигнала, в то время как управляющий сигнал, создаваемый на выходе дифференциального усилителя 44, обратно пропорционален амплитуде входной сигнал.Поскольку схема мгновенно следует за частотой входного сигнала, она в высшей степени подходит для обнаружения сигналов как FM, так и FSK, а также для обнаружения несущей амплитудно-модулированных сигналов и для фильтрации и / или обнаружения пилотных частот. Следует отметить, что в этих приложениях прием очень слабых сигналов можно предотвратить, установив порог. Этого можно добиться, ограничив максимальное значение добротности Q схемы.
Кроме того, схема согласно изобретению может работать как генератор.Для этого требуется только, чтобы значение n коэффициента умножения (третьего) умножителя 15 тока было сделано равным нулю, в результате чего добротность Q схемы стала бесконечной. Похоже, что результирующий генератор может мгновенно регулироваться по частоте, что позволяет создать идеальный модулятор генератора. Это важное свойство можно объяснить следующим образом. Уравнения гиратора и взаимосвязь между токами и напряжениями конденсаторов вместе дают следующие уравнения: ## EQU16 ## и ## EQU17 ##, где константы гиратора рассматриваются как элементы, которыми нужно управлять.Применение подстановки ## EQU18 ## показывает, что
можно управлять без задержки путем изменения константы гиратора G. Это означает, среди прочего, что такой генератор может преимущественно использоваться для генерации без искажений сигналов FSK, имеющих высокую скорость передачи битов.
Наконец, следует упомянуть, что схема согласно изобретению не ограничивается вариантами осуществления, показанными на фиг. 1 и 4. Например, источник тока, управляемый напряжением, и управляемый умножитель тока, отличные от показанных на фиг.2 и фиг. 3 соответственно. Кроме того, каждая из двух последовательных цепей гиратора может быть снабжена цепью тока утечки конденсатора. Кроме того, схема согласно изобретению особенно подходит для изготовления в виде интегральной схемы, как описано, например, в статье «Электронный гиратор» в журнале IEEE Journal of Solid State Circuits, том SC-7, № 6, декабрь. 1972 г., и вариант этого гиратора, модифицированный в соответствии с изобретением, также может быть выполнен в двухтактном исполнении.
Концепция дизайна | Детали
Проекты операционных усилителей
На сайте Кеннета Кута (http://electronicdesign.com/analog/rediscover-truly-tunable-hall-network) есть три интересных дизайна операционных усилителей.
Версия с умножителем добротности (коэффициент положительной обратной связи):
Эта схема не выполняет анализ передачи переменного тока должным образом. Поэтому я должен принимать фактор положительной обратной связи как должное.
Версия с полосой пропускания:
Здесь Кеннет различил сигнал и вырез, чтобы получить полосу пропускания.В нынешнем виде это сложно без согласованных транзисторов для U4.
И версия осциллятора:
Это немного сложно увидеть, но версия осциллятора — это триггер Шмитта, поэтому не совсем подходит для моего приложения. Этот тип осциллятора кажется последним средством, чтобы заставить сеть колебаться.
Band-Pass
Band-pass кажется подходящим вариантом. Вот концепция транзистора:
Опять же, схема не может правильно анализировать передачу переменного тока, поэтому я не вижу преимущества Q-умножителя.
Между прочим, концепция транзистора означает, что ей повезло даже с работой!
Биквадратный фильтр
Вышеупомянутая схема немного похожа на переменную состояния или биквадратный фильтр:
Мысль об использовании фильтра MFB пришла мне в голову (R3 меняет частоту, в то время как усиление и полоса пропускания остаются постоянными):
Но требование GBW (ширина полосы усиления) (GBW> Fc * 90 * Q * Q) убьет его (у меня нет транзистора с Ft 900 ГГц!).
GBW для переменной состояния и / или биквадратного фильтра составляет 3 * Q (я думаю).
Биквад выглядит многообещающе, поскольку частоту можно настроить, заменив один или оба ВЧ резистора, И полоса пропускания (не Q) постоянна, И коэффициент усиления постоянен. Свойства, которые я пытался извлечь из сети Холла.
Первые два операционных усилителя в бикваде легко преобразовать в транзисторную конструкцию, интегратор (третий операционный усилитель) требует дополнительных усилий (возможно, разделение источника питания?).
The Gyrator
Я также нашел интересную схему гиратора:
И:
Но я не знаю требований GBW.
A MW Biquad Filter
Я разработал этот транзисторный биквадратный фильтр:
Поскольку мой простой транзистор делает очень плохой операционный усилитель (т.е.входной импеданс составляет около 700R), добротность ограничена, но в остальном он работает очень хорошо. Q на частоте 720 кГц составляет около 20. Моделирование предполагает некоторую нестабильность (колебания) на частоте> 1,3 МГц для низких значений резистора потенциометра.
Я долго экспериментировал с различными конфигурациями транзисторов, но не добился никакого реального прогресса в конструкции полосы пропускания холла или биквада.Хотя следующая конструкция имеет более высокий входной импеданс, цепь колеблется в середине диапазона МВ:
Я застрял! Возможно, я заблудился.
Приемник моста Вина не был активным фильтром. Это был синхронный детектор. По сути, это приемник прямого преобразования со слабым генератором, который входным сигналом может изменять частоту. Ничто не мешает мне разработать приемник прямого преобразования без LC-фильтра с предварительным выбором. Например:
(источник: http: // www.jbcs.co.za/ham_radio/hamcompdcrx/The_Ham-Comp_Direct_Conversion_Receiver.html).
VFO может быть генератором TwinT или Wien Bridge.
Или, если вам нравятся микросхемы:
(Источник: http://www.amalgamate2000.com/radio-hobbies/radio/ne567_tone_decoder_as_am_fm___de.htm).
Мне нужно подумать о том, что я пытаюсь здесь сделать!
RA3AAE Mixer
Я нашел источник вышеуказанного диодного смесителя. Называется он смесителем РА2ААЕ или Полякова.